圖1. 改進的單端轉差分電路

 

然而，許多應用需要更大的輸出動態(tài)范圍，例如溫度和壓力傳感器輸出的信號調理等。如果還能調節(jié)共模，那么該電路將能非常方便地與許多ADC接口，其基準電壓決定滿量程范圍。

 

圖2. 具有改進動態(tài)范圍的單端轉差分電路

 

將環(huán)路內部差分放大器的增益配置為大于1的值，可提高電路的輸出動態(tài)范圍（圖2）。輸出通過下式計算：

 

 

其中R_G保持開路，電路的總增益為2。A1 (OP1177) 的輸出通過下式計算：

 

 

注意：V_REF始終增加到OP1177的輸出上，從而會限制其輸出裕量。多數(shù)應用中，V_REF（輸出共模）設置在電源的中點，以提供最大輸出動態(tài)范圍。環(huán)路內部增益大于1的差分放大器，例如2中的ADA4940（增益為2），可降低A1輸出電壓，降低倍數(shù)為A2的差分增益，這樣便有助于避免圖A1輸出飽和。采用±5 V電源時，OP1177的典型輸出擺幅為4.1 V，因此，當V_REF設置為0時，圖2所示電路的差分輸出電壓擺幅約為±8 V。將A2增益配置為3可進一步改善輸出動態(tài)范圍，實現(xiàn)電路的最大輸出擺幅。另一個可用增益為1、2和3的放大器ADA4950，也適合用作A2。

 

可調輸出共模

 

可以修改電路，使輸出共?？烧{且獨立于輸入信號的共模。對于輸入以地為基準且需要轉換為具有高共模的差分信號以與ADC接口的單電源應用，這樣做可帶來極大的靈活性和便利。

 

實現(xiàn)方法是在輸入端增加兩個電阻R₁和R₂，R₂連接到V_OCM。若需要，可以使用輸入放大器A1的雙通道版本OP2177，對于非常低的輸入偏置電流，可將第二放大器用作輸入緩沖器。

 

圖3(a) 改進的單端差分轉換器，具有可調共模。

 

圖3(b) 輸入和輸出圖，紅線為V_OP，黃線為V_ON，藍線為輸入。共模為0V。

 

圖3(c) 輸入和輸出圖，紅線為V_OP，黃線為V_ON，藍線為輸入。共模為2.5 V。

 

在圖1所示電路中，輸入以V_REF為基準。參見圖3所示電路，輸入以地為基準，直接獲取后轉換為差分輸出?，F(xiàn)在可以調節(jié)V_OCM以使共模輸出偏移，而輸入仍然以地為基準。V_OCM可以設為基準電壓源的一半或轉換器的中間電平。V_OCM基本上像VIN一樣，用作另一個輸入。所選電阻值應滿足下式：

 

 

通過疊加，當V_IN為0時，輸出值與V_OCM相同。由于V_OCM是設置輸出共模的值，因此差分輸出為0。若R₁ = R_G且R₂ = R_F，則輸出電壓由下式給出：

 

 

帶寬和穩(wěn)定性

 

兩個放大器構成一個伺服環(huán)路配置的復合差分輸出運算放大器。OP1177/OP2177的開環(huán)增益和ADA4940的差分增益合并，得到電路的總開環(huán)增益，其定義電路的總帶寬。其極點的合并則使環(huán)路的相移增加。A2使用較高增益時，會降低其帶寬，并可能影響電路整體的穩(wěn)定性。電路設計人員須檢查電路整體的頻率響應，評估是否需要補償。為了確保反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性，經驗法則是隨頻率而變化的合并開環(huán)增益必須以–20 dB/十倍頻程的滾降速率跨過單位增益。這在最小增益（2倍增益）的應用中更為重要，因為環(huán)路增益處于最大值，相位裕量最差。提高總增益，從而減小帶寬并增加反饋環(huán)路的相位裕量，也能改善穩(wěn)定性。因為環(huán)路增益減小，它會在較低的頻率跨過單位增益。環(huán)路增益由下式計算：

 

 

反饋系數(shù)β中有一個1/2 ，這 是因為輸出為差分，而反饋僅從差分輸出之一中獲得。ADA4940在2倍增益時的帶寬為50 MHz，而OP1177的單位增益帶寬約為4 MHz。受限于OP1177和閉環(huán)增益，圖3所示電路在帶寬約為1 MHz時可穩(wěn)定工作。如之前文章中所指出的，當使用差分放大器無法滿足穩(wěn)定性條件時，可以使用一個限帶電容，如圖3(a)所示。該電容與反饋環(huán)路內部的 RF形成一個積分器，將電路整體的帶寬限制為：

 

 

可以適當選擇電容和反饋電阻，使總帶寬受上式限制。

 

參考電路

 

¹Herrera, Sandro and Moshe Gerstenhaber. "多功能、低功耗、精密單端差分轉換器.模擬對話，第46卷，第4期。

 

 

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