【導(dǎo)讀】在汽車電子的許多應(yīng)用中,負(fù)載需要通過(guò)一條較長(zhǎng)的輸出線連接到主板上。如圖1所示,典型應(yīng)用有Class-D,LED,USB充電器等。往往此時(shí)的傳導(dǎo)EMI會(huì)更加嚴(yán)重,這次分享就是針對(duì)這一問(wèn)題來(lái)分析和進(jìn)行改善。
圖 1:汽車電子中需要長(zhǎng)線負(fù)載的應(yīng)用
首先我們來(lái)看一下測(cè)試裝置
在測(cè)試這些負(fù)載的傳導(dǎo)EMI時(shí),輸出線的長(zhǎng)度應(yīng)該保持和實(shí)際應(yīng)用一致。因此,基于汽車電子CISPR-25測(cè)試標(biāo)準(zhǔn),測(cè)試裝置如圖2所示:被測(cè)設(shè)備(EUT)距參考地(銅板)5厘米,之間為低介電常數(shù)介質(zhì)(相對(duì)介電常數(shù)小于1.4);輸出線為1~2米,取決于實(shí)際應(yīng)用情況;LISN接在電源和EUT之間,為噪聲回路提供恒定的阻抗(對(duì)共模來(lái)說(shuō),這個(gè)阻抗為25Ω)。
圖 2:汽車電子長(zhǎng)線負(fù)載測(cè)試裝置
圖3對(duì)比了MPS的同一個(gè)車載Class-D功放(2.2MHz,BTL,24.5W,模擬輸入Class-D功放)在加輸出線和不加輸出線的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果。從圖中可以看出,在沒(méi)有輸出線的情況下,它的EMI可以滿足CISPR25的要求,但是,在有2m輸出線的情況下,EMI明顯變差,尤其是在30MHz和90MHz左右出現(xiàn)兩個(gè)峰,導(dǎo)致EMI難以達(dá)標(biāo)。
圖 3:汽車電子長(zhǎng)線與無(wú)輸出線負(fù)載傳導(dǎo)EMI對(duì)比
針對(duì)這一問(wèn)題,我們將先介紹長(zhǎng)線負(fù)載的共模EMI模型,并由此解釋了測(cè)試中的現(xiàn)象,并介紹了降噪方法。
那么下面讓我們以一個(gè)Class-D功放為例,先來(lái)看一下傳導(dǎo)的共模EMI模型。
長(zhǎng)線負(fù)載EMI模型
圖4展示了Class-D的拓?fù)浼捌鋫鲗?dǎo)共模噪聲路徑。共模噪聲由電路中開關(guān)頻率的dv/dt節(jié)點(diǎn)和di/dt環(huán)路產(chǎn)生,通過(guò)輸出濾波器到輸出側(cè),再通過(guò)輸出側(cè)對(duì)地的阻抗到參考地上,最后從LISN流回EUT。由此也可以看出,輸出線對(duì)地的寄生阻抗(ZP)在分析傳導(dǎo)EMI上很重要。除此之外,CSWP為dv/dt節(jié)點(diǎn)對(duì)參考地的寄生電容,也為共模噪聲提供了一條通路。
圖 4:Class-D功放的共模噪聲路徑
根據(jù)我們熟悉的替代定理(Substitution Theorem),在分析EMI問(wèn)題時(shí),我們可以用電壓源或者電流源對(duì)開關(guān)上的電壓或者電流進(jìn)行等效替代。圖5為應(yīng)用了替代原理之后的電路圖。
圖 5:應(yīng)用替代定理分析Class-D功放的共模噪聲
下一步,每個(gè)噪聲源產(chǎn)生的噪聲可以用疊加定理來(lái)進(jìn)行分析,圖6和圖7分別表示電流源以及電壓源的分析,可見,在這個(gè)模型中,電流源并不會(huì)獨(dú)自產(chǎn)生噪聲,但電壓源可以,我們也可以依此得到圖7中初步的共模模型。
圖 6:應(yīng)用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電流源
圖 7:應(yīng)用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電壓源
值得一提的是,到現(xiàn)在我們還沒(méi)有考慮近場(chǎng)耦合的問(wèn)題。然而,在實(shí)際中,因?yàn)檩敵鼍€是一個(gè)很大的導(dǎo)體,它和EUT之間的近場(chǎng)耦合往往是不能忽略的。近場(chǎng)耦合分為電場(chǎng)耦合和磁場(chǎng)耦合兩種,下面我們將逐一討論。
電場(chǎng)耦合指的是,電路中某一導(dǎo)體(如開關(guān)節(jié)點(diǎn)SWA,SWB)和另一導(dǎo)體(如輸出線)之間有寄生電容,若該導(dǎo)體為高頻dv/dt節(jié)點(diǎn),那么會(huì)有噪聲電流流向另一導(dǎo)體,從而產(chǎn)生EMI噪聲,如下圖左圖所示。而磁場(chǎng)耦合指的是,電路中某個(gè)環(huán)路(如開關(guān)與輸入電容之間的環(huán)路)和另一環(huán)路(如輸出線和參考地之間的環(huán)路)有互感,如果該環(huán)路為高頻di/dt環(huán)路,則會(huì)在另一環(huán)路上產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì),從而產(chǎn)生EMI噪聲,如下圖右圖所示。
圖 8:電場(chǎng)耦合與磁場(chǎng)耦合
若考慮電場(chǎng)耦合,圖7中的模型可以用圖9加以修正,其中CCou代表從開關(guān)節(jié)點(diǎn)耦合到輸出線上的電容,可見,在高頻時(shí),這個(gè)電容阻抗很小,會(huì)將噪聲電流旁路,并造成EMI問(wèn)題。
圖 9:考慮電場(chǎng)耦合的EMI模型
另一方面,若考慮磁場(chǎng)耦合,我們會(huì)發(fā)現(xiàn),圖6中的di/dt環(huán)路是可以產(chǎn)生磁場(chǎng)耦合的,模型可以用圖10加以描述,在解耦之后,我們發(fā)現(xiàn)共模路徑中多了一個(gè)噪聲源,其大小與di/dt的強(qiáng)度,以及輸入環(huán)路和輸出線對(duì)地環(huán)路之間的互感成正比。
圖 10:考慮磁場(chǎng)耦合的EMI模型
在以上的討論之后,讓我們來(lái)揭開最后一部分阻抗,即傳輸線對(duì)地阻抗的神秘面紗。
輸出長(zhǎng)線對(duì)地阻抗的分析
因?yàn)檩敵鼍€很長(zhǎng),在傳導(dǎo)的高頻頻段,我們需要考慮它的傳輸線效應(yīng)。電力電子工程師朋友們?cè)谌粘9ぷ髦锌赡芎苌贂?huì)用到這部分的內(nèi)容,因此首先介紹一下相關(guān)的概念。
當(dāng)電路尺寸與要考察的頻率對(duì)應(yīng)的波長(zhǎng)相近時(shí),電路的相關(guān)參數(shù),如電壓、電流、阻抗等,會(huì)由集中參數(shù)變?yōu)榉植紖?shù)。對(duì)于傳輸線的每一小段,如圖11(a)所示,我們可以考察它的單位電感、電阻、電容以及電導(dǎo)。最終,傳輸線上電流以及電壓的分布可以用式(1)表示:
其中,Z0為傳輸線特征阻抗,γ為傳輸常數(shù)。當(dāng)傳輸線上的損耗(R與G)可以忽略時(shí),Z0和γ可以用(2)和(3)表示:
由于我們的輸出線有如圖11(b)所示的幾何形狀,這些參數(shù)都可以通過(guò)電磁場(chǎng)理論求出。當(dāng)不考慮損耗時(shí),我們主要關(guān)心單位電感與電容,它們分別由式(4)和(5)表示。其中,d表示線與參考地的距離,r表示線的半徑,ε為介質(zhì)的介電常數(shù),μ為介質(zhì)的磁導(dǎo)率。這里因?yàn)槭枪材T肼暎暂敵龅膬蓷l線近似合并為同一導(dǎo)體考慮。
圖 11:(a)傳輸線模型;(b)輸出線對(duì)地的幾何模型
最后,由于我們的輸出線的末端與參考地之間沒(méi)有連接,可以認(rèn)為是近似開路(末端電流為0),我們可以將(2)-(5)代入到(1),得到最終輸出線上的電流與電壓表達(dá)式。因此,可以得到,對(duì)于長(zhǎng)度為l的輸出線,它的阻抗ZOC可以用(6)表示:
其中ω為角頻率 ;
而λ即為波長(zhǎng) 。
通過(guò)(6),根據(jù)三角函數(shù)的性質(zhì),在l為四分之一波長(zhǎng)的奇數(shù)倍時(shí)(如1/4λ,3/4λ等),這個(gè)阻抗將發(fā)生串聯(lián)諧振,導(dǎo)致EMI傳播路徑上的阻抗大幅減小,因此,我們會(huì)發(fā)現(xiàn)有EMI峰的存在。如果傳輸線長(zhǎng)為2m,那么根據(jù)我們的實(shí)際情況,1/4λ,3/4λ對(duì)應(yīng)的頻率分別在31.6MHz和95.1MHz,這也就解釋了為什么圖3的頻譜上會(huì)出現(xiàn)這兩個(gè)峰。
圖 12:不同長(zhǎng)度傳輸線的對(duì)地阻抗測(cè)量結(jié)果
這個(gè)理論也很容易直接通過(guò)測(cè)量進(jìn)行驗(yàn)證。圖12為不同長(zhǎng)度傳輸線的對(duì)地阻抗測(cè)量結(jié)果,顯然,對(duì)于2m的輸出線,其阻抗謝振峰的位置符合我們之前的計(jì)算結(jié)果,這也解釋了EMI測(cè)量結(jié)果中的諧振峰。另外,輸出線越短,諧振發(fā)生的頻率也越高。
最后,我們可以將1/4λ對(duì)應(yīng)的頻率表示為(7):
從(7)可以看出,輸出線與參考地的距離,以及線徑,都不會(huì)影響這個(gè)諧振的位置,諧振只與輸出線的長(zhǎng)度有關(guān)。
由此,我們得到了完整的傳導(dǎo)共模EMI模型,下面我們就來(lái)看一下有什么方式來(lái)降低噪聲。
降噪措施與實(shí)際應(yīng)用
基于噪聲的模型,我們列出了一些通用的降噪方法:
● 減小高頻噪聲源,如降低開關(guān)波形的斜率;
● 通過(guò)抖頻等方式降低高頻噪聲;
● 在布線時(shí),盡可能減小dv/dt節(jié)點(diǎn)以及di/dt環(huán)路的面積;
● 在回路上加共模濾波器,或者在輸出線上加磁環(huán);
● 有條件的話,可改變輸出線長(zhǎng)避開敏感頻段;
● 加屏蔽罩以解決近場(chǎng)耦合問(wèn)題。
其中,后三點(diǎn)是針對(duì)輸出長(zhǎng)線負(fù)載的降噪手段,我們分別來(lái)看一下效果。
首先,是在輸出側(cè)加磁環(huán)(加在靠近板子的一端),圖13對(duì)比了加與不加磁環(huán)時(shí)的輸出線對(duì)地阻抗,可見,在加磁環(huán)之后,對(duì)地阻抗明顯增大,可以避免諧振的影響。圖14則比較了輸出線有無(wú)磁環(huán)時(shí)的傳導(dǎo)EMI??梢姡怒h(huán)有效地抑制了高頻的諧振峰。
圖 13:輸出線加磁環(huán)后的對(duì)地阻抗
圖 14:輸出線有無(wú)磁環(huán)時(shí)的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果
其次,是通過(guò)改變線長(zhǎng)來(lái)改變諧振峰的位置,如圖12所示,當(dāng)線長(zhǎng)為1.2m時(shí),3/4λ對(duì)應(yīng)的諧振峰在108MHz以上,已經(jīng)避開了FM波段(76MHz - 108MHz)。因此,當(dāng)測(cè)試允許改變線長(zhǎng)的時(shí)候,這也不失為一種降噪手段。圖15比較了線長(zhǎng)為2m和1.2m時(shí)的傳導(dǎo)EMI結(jié)果。顯然,后者的諧振僅有位于53MHz左右的一個(gè)峰。
圖 15:輸出線長(zhǎng)為2m和1.2m時(shí)的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果
最后,基于第二節(jié)的介紹,我們可以通過(guò)消除輸出線與測(cè)試板之間的近場(chǎng)耦合來(lái)降低EMI。屏蔽罩的材質(zhì)可以為金屬,要包裹電路中的dv/dt節(jié)點(diǎn)與di/dt環(huán)路,且屏蔽罩需要接地(接到靠近噪聲源的地)。
圖16說(shuō)明了接地對(duì)于電場(chǎng)耦合的效果。當(dāng)dv/dt節(jié)點(diǎn)被屏蔽后,原來(lái)直接對(duì)參考地對(duì)輸出線的雜散電容Cswp和CCou變成了其對(duì)屏蔽罩的雜散電容Cswp1和CCou1。當(dāng)屏蔽罩接地的時(shí)候,噪聲電流直接流回噪聲源的地,不會(huì)經(jīng)過(guò)LISN,因此也就沒(méi)有共模噪聲了。(如果不接地的話,由于屏蔽罩對(duì)于參考地以及輸出線仍有雜散電容,噪聲電流仍然會(huì)流到參考地上,無(wú)法起到降低EMI的效果。)
圖 16:接地屏蔽罩對(duì)于電場(chǎng)耦合的影響
圖17說(shuō)明了接地對(duì)于高頻磁場(chǎng)耦合的效果。當(dāng)di/dt節(jié)點(diǎn)被屏蔽后,在理想情況下(屏蔽罩與di/dt環(huán)路的耦合非常好,高頻時(shí)屏蔽罩的阻抗基本為感性),屏蔽罩可以產(chǎn)生一個(gè)渦流抵消原來(lái)di/dt環(huán)路對(duì)外界的影響。解耦后,如圖17右側(cè)所示,原來(lái)磁場(chǎng)耦合產(chǎn)生的感應(yīng)電壓源可以被屏蔽罩抵消。
圖 17:屏蔽罩對(duì)于高頻磁場(chǎng)耦合的影響
從EMI測(cè)試結(jié)果也可以驗(yàn)證,在加上屏蔽罩之后,如圖18所示,傳導(dǎo)噪聲有明顯的改善,在有2m輸出線的情況下也可以滿足CISPR25-Class5的要求,并有6dB的裕量。
圖 18:有無(wú)接地屏蔽罩的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果對(duì)比
另外,在這次分享中,我們雖然是以一個(gè)Class-D功放作為例子,但是,文中提到的方法也適用于其他的芯片哦。比如MPS公司產(chǎn)品 --- MPQ7200,它是一個(gè)同步LED驅(qū)動(dòng),它使用了抖頻,對(duì)稱VIN設(shè)計(jì)等一系列手段降低EMI(具體技術(shù)可以參考我們?nèi)ツ甑腅MI話題分享)。
如圖19所示,當(dāng)沒(méi)有輸出線時(shí),傳導(dǎo)EMI噪音非常低,但當(dāng)加上2m輸出線時(shí),它也會(huì)在對(duì)應(yīng)的位置出現(xiàn)兩個(gè)諧振峰。
圖 19:MPQ7200有無(wú)2m輸出線時(shí)的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果
同理,通過(guò)加屏蔽罩的方式,如圖20所示,我們可以減少它的傳導(dǎo)噪聲,這一效果在高頻尤其明顯。這也說(shuō)明了這次分享中提到的原理和降噪措施對(duì)于各種變換器拓?fù)涠际峭ㄓ玫摹?/p>
圖 20:MPQ7200有無(wú)屏蔽罩時(shí)的傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果。
最后,我們來(lái)進(jìn)行一下總結(jié),在本次分享中,我們先介紹了高頻共模傳導(dǎo)EMI的建模,并在模型中考慮了電場(chǎng)耦合和磁場(chǎng)耦合的影響;之后,我們通過(guò)傳輸線理論解釋了輸出帶長(zhǎng)線負(fù)載的傳導(dǎo)EMI結(jié)果為什么會(huì)出現(xiàn)諧振峰,并可以準(zhǔn)確預(yù)測(cè)它的位置;最后,我們介紹了一系列的通用的EMI降噪方法并進(jìn)行了對(duì)比。
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