本設(shè)計(jì)實(shí)例對具備真正差分輸入和近似軌到軌輸出擺幅能力的二級運(yùn)算放大器(通過5V單電源供電)進(jìn)行演示。 人們對更小巧、更高效CPU的青睞，促使互補(bǔ)式金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)的制造工藝達(dá)到了納米級。但這些精良制造工藝涉及的電源縮放和器件漏電等問題給精密模擬電路帶來了不利影響，致使研究人員需要開發(fā)可以實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)模擬密集型功能的高度數(shù)字化替代性架構(gòu)。模擬域的“數(shù)字化”將最終延伸至廣大的業(yè)余愛好者，他們將越來越難找到簡單的模擬器件。
圖1顯示的是一個(gè)二級運(yùn)算放大器的完整實(shí)現(xiàn)，該運(yùn)算放大器僅使用了四個(gè)CD4049UBE六反相器、一個(gè)電阻器和一個(gè)電容器(參考文獻(xiàn)4)。請注意，圖中U2的引腳8(GND)處于懸空狀態(tài)，而U3的引腳1(VCC)也處于懸空狀態(tài)。U2中的并聯(lián)反相器的輸出端與U1的VCC引腳相連，而U3中的反相器的輸出端則與U1的GND引腳相連。
圖1：二級運(yùn)算放大器的完整實(shí)現(xiàn)。
圖2顯示的最終電路的晶體管級功能原理圖，該電路的外部晶體管已被移除。電路的第一級取自參考文獻(xiàn)5中的電路，以實(shí)現(xiàn)從差分到單端的轉(zhuǎn)換。U2反相器內(nèi)的P溝道金屬氧化物半導(dǎo)體(PMOS)器件充當(dāng)電流源，而U3反相器內(nèi)的N溝道金屬氧化物半導(dǎo)體(NMOS)則作為電流阱。由于PMOS和NMOS的強(qiáng)度不對等，在過去所采用的方法是用不同數(shù)量的電流源和電流阱把共模范圍拉伸至中等大小。
圖2：晶體管級功能原理圖。
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U1中的變頻器充當(dāng)雙gm差分對。因?yàn)殡娐返牡谝患墐H有介于25dB和30dB之間的增益，故增加了第二級。由于兩級的帶寬類似，因此采用標(biāo)準(zhǔn)補(bǔ)償技術(shù)來保證整體的穩(wěn)定性。請注意，任何合理的反饋組態(tài)都必然會(huì)將第二級帶入線性范圍，由此無需應(yīng)用可減少增益的局部分流電阻器。
表1中列出了運(yùn)算放大器原型的大致規(guī)格。盡管運(yùn)算放大器有差分輸入，但并沒有太大的共模抑制。從另一方面來說，該運(yùn)算放大器的增益帶寬要大于典型的LM741運(yùn)算放大器的增益帶寬。
該設(shè)計(jì)若采用CD4069UB和74HCU04這兩種器件應(yīng)當(dāng)能夠同樣好地工作，盡管U2和U3中器件的比率可能會(huì)改變，從而使具有不同驅(qū)動(dòng)強(qiáng)度的晶體管的共模范圍重新回到中心位置。而唯一的關(guān)鍵點(diǎn)是反相器是無緩沖的，否則每個(gè)增益級會(huì)變成一個(gè)三級環(huán)形振蕩器。
圖3：測得的開環(huán)放大器的增益幅度響應(yīng)。
圖4：電壓緩沖器組態(tài)的大信號(hào)階躍響應(yīng)，顯示了帶有缺陷的零點(diǎn)取消的某些過沖特點(diǎn)。
圖5：基于5V單電源的接近實(shí)際應(yīng)用的軌到軌運(yùn)行(運(yùn)算放大器配置的非反相增益為11)。
圖6：用萬用板制成的原型。
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