- 用于音頻放大器的多路輸出反激式電源
- 限制線性穩(wěn)壓器(5V和15V)中的功率耗散
- 使用高增益光耦器U2來驅動小型信號晶體管
- 磁芯大小和繞組線徑大小根據峰值功率的平均值和連續(xù)輸出功率的平均值進行選擇
傳統(tǒng)的音頻系統(tǒng)通常使用基于線性變壓器的電源，不但體積笨重，而且隨著原材料價格的飛漲，制造成本日益昂貴。本文將為您介紹使用PowerIntegrationsPKS607YN設計的一款75W/126W峰值輸出電源。PeakSwitch產品系列為高質量的音頻及視頻產品電源提供出色解決方案，為高動態(tài)內容的音樂提供穩(wěn)定的功率輸出。降低了THD(總諧波失真)，并極大地提高了音頻的質量。如下介紹的設計使用一個PeakSwitch器件設計一個多路輸出的電源，并使用一個合適的磁放大器控制電路來確保兩個主輸出上的交叉穩(wěn)壓。
電源電路
圖1中所示的通用輸入電源有多路輸出：±26VDC、±15VDC和+5VDC。±26V輸出都可以提供2.42A峰值的最小輸出電流(受溫度影響)和1.45A的連續(xù)輸出電流。此外不僅穩(wěn)壓，而且更為重要的瞬態(tài)響應，在整個負載范圍內(空載到滿載)都極為出色。
圖1 75W連續(xù)輸出、126W峰值的音頻放大器電源電路[page]
U1中的控制器可跳過開關周期，根據饋入到其EN/UV引腳的電流對輸出電壓進行調節(jié)。當從此引腳流出的電流超過240μA時，將產生一個低邏輯電平(禁止)。在每個周期開始時，都會對EN/UV引腳狀態(tài)進行采樣；如果為高電平，功率MOSFET會在那個周期導通(啟用)，否則功率MOSFET將仍處于關閉狀態(tài)(禁止)。啟動時，開關被抑制，直到流入EN/UV引腳的電流大于25mA時，輸入電壓超出欠壓閾值為止。
在±26V(52V)輸出上通過VR4、U2A和VR5來關閉初級側反饋電路。這可以確保±26V輸出上的電壓總和得以調節(jié)。為了改善交叉穩(wěn)壓，在±26V輸出電路中使用了兩個獨立的磁放大器。磁放大器是一種飽和電抗器或電感，它采用具有矩形B-H曲線的磁芯材料。它可以通過調節(jié)磁放大器的電流(磁通)調節(jié)阻斷電流的周期。
為了改善交叉穩(wěn)壓，本電路設計中采用了兩個磁放大器(L2和L3)。這與音頻設計特別相關，因為功率是在各種音頻頻率下由電源提供的。最高輸出功率分量出現(xiàn)在較低的頻率，在頻率較低下，各輸出交替(并非同時)提供電流。
通過調節(jié)L2和L3的電流，U7A、Q1和Q2形成的電路可以控制變壓器中存儲能量的份額，當PeakSwitch內部MOSFET關斷時向+26V和-26V輸出提供能量。在極端情況下，即一個輸出滿載而另外一個空載，幾乎所有能量都會提供給滿載輸出。重要的是，不可同時阻斷兩路輸出，否則將導致箝位過度損耗。即使負載瞬態(tài)非常大(音頻電源通常為25%~100%)，兩個輸出上的輸出穩(wěn)壓仍需保持在±5%的范圍內。
共模扼流圈L1與兩個Y電容C8和C9構成共模EMI濾波器。共模扼流圈L1還可以同X電容C1配合工作，提供差模EMI濾波。
設計要點
由于音樂源的高峰值因數，因此可使用體積較小的散熱片。
±15VDC和+5VDC輔助輸出從線性穩(wěn)壓器獲得。為了限制線性穩(wěn)壓器(5V和15V)中的功率耗散，向變壓器T1另外添加了一個18V輸出。
由于X電容C1的值大于0.1mF，因此認證機構的安全要求規(guī)定R1和R2應當用于為C1放電。選用電阻R1和R2，且需滿足(R1+R2)×C11s。
為了減少開關周期分組，使用高增益光耦器U2來驅動小型信號晶體管Q3，可以將電流從EN/UV引腳拉出。電容C34向反饋信號添加高頻率增益。
在三線繞制系統(tǒng)中，將Y電容(C17、C18)放置在相線／零線與地線之間，有助于減少共模EMI。
磁芯大小和繞組線徑大小是根據峰值功率的平均值和連續(xù)輸出功率的平均值進行選擇的。
在U1漏極和源極之間添加了RC緩沖器(R51和C48)，用于降低輻射EMI。
使用此電路的音頻電源元件數量少，緊湊輕巧。其在滿載時效率大于82%，在265V交流輸入時的空載功耗小于800mW。減少了散熱片的使用并省去了獨立待機電源。此外，本設計降低了散熱片的使用，并省去了獨立待機電源。出色的瞬態(tài)響應提高了音頻質量，而集成的頻率調制特性加上簡單的EMI濾波器，能使設計符合CISPR－22/EN55022B傳導EMI要求。此電路還集成了安全及可靠性能：精確的、自動恢復且具有遲滯特性的過熱關斷功能使PCB板的溫度在各種條件下均維持在安全范圍內。當在輸出短路及反饋環(huán)路開環(huán)時，電路就進入鎖存關斷狀態(tài)。
