中心議題：

• 測量器件飽和功率和增益的方法

解決方案：

• 確定所有參數(shù)以便DUT的電流消耗不會偏離靜態(tài)電流
• 必須校準頻譜分析器的輸入輸出路徑

RF晶體管和RF集成電路上的功率測量的復(fù)雜性日益增大。在高功率設(shè)備性能測量中，最重要的是測量飽和功率，由于很難用CW技術(shù)來評估參數(shù)，它通常在脈沖狀態(tài)下測試。本文介紹的方法消除了用于測量的經(jīng)典方法中的某些重大缺點。該方法無需外部個人電腦，只使用了Rohde&Schwarz公司的一些SMIQ信號發(fā)生器，并利用了如同高動態(tài)范圍峰值計量器一樣工作的FSP信號分析儀的一些鮮為人知的性能。

通過使用線跡算術(shù)運算(trace math)和標(biāo)記，可以在一直到設(shè)備飽和功率級的任何一個壓縮級直接讀取增益和功率。對一個來自Freescale半導(dǎo)體為UMTS頻段(模式 MW4IC2230MB)而設(shè)計的高增益LDMOS電源RF集成電路進行測量顯示了該方法的優(yōu)點。

飽和功率是一個重要的設(shè)備或放大器特性，因為數(shù)字預(yù)矯正系統(tǒng)常常被用來線性化多載波蜂窩基站功率放大器。飽和功率通?？闯墒乔爸醚a償功率放大器可能的最大輸出功率。即使LDMOS設(shè)備比雙級晶體管更強健，要測量高CW功率級仍然困難。實際上，自熱式設(shè)備幾乎不可能產(chǎn)生準確和可復(fù)驗的測量。這樣的結(jié)果是，通常采用脈沖信號完成飽和功率的測量。典型地，使用具有脈沖輸入的信號產(chǎn)生器和具有兩個感應(yīng)器的峰值功率計量器。于是，設(shè)備的輸入功率會得到增加，部分輸出功率與輸入功率之比可在PC的幫助下得出。

然而，該方法的準確度有限。雙通道峰值RF功率計量器要求兩個感應(yīng)器在給定的動態(tài)范圍內(nèi)運作以獲得更佳的準確度。假如測試工作臺設(shè)計適當(dāng)，該條件很容易實現(xiàn)?？墒侨绻粶y器件(DUT)有高增益，比如象多級RF集成電路，就會出現(xiàn)另一個錯誤源：感應(yīng)器不能在校準(當(dāng)被測器件被穿透基準取代)和測量期間，在同一動態(tài)范圍內(nèi)運作。因而，在測量結(jié)果和工作臺被校準的功率級別之間，存在相互依賴性。

測試工作臺

測試臺(圖1)使用一個與SMIQ RF信號發(fā)生器“脈沖”輸入相連接的脈沖發(fā)生器。為了在功率掃描模式中使用SMIQ，功率掃描必須與信號分析器中的時基掃描同步。幸好，當(dāng)與二極管檢測器和類似XY模式濾波鏡的顯示器相關(guān)聯(lián)時，這一類信號發(fā)生器具有可以被用作純量網(wǎng)絡(luò)分析儀(SNA)的特性。在SMIQ的后部面板上，有幾個帶有功率掃描斜線以驅(qū)動濾波鏡的X軸的BNC連接器，以及校準顯示器X軸的標(biāo)記。既然這樣，“標(biāo)記”的輸出被當(dāng)作信號分析器的觸發(fā)信號來使用。
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SMIQ的“標(biāo)記”輸出與一根BNC電纜相連，連接到FSP的“外部觸發(fā)器”輸出。“標(biāo)記1”設(shè)置為“掃描開始”值，SMIQ的RF輸出與一個可變衰減器相連。這樣，DUT輸入上的功率等級可以在不改變信號產(chǎn)生器中掃描過程的“開始”和“停止”值的情況下被調(diào)整。
我們傾向于推薦該方法，因為如果掃描時的“開始”和“結(jié)束”值被修改，而“標(biāo)記1”的位置未變，則射譜分析器的同步將會不規(guī)則，而一旦標(biāo)記處于功率掃描范圍外，甚至?xí)o法同步。一個高功率放大器被用來驅(qū)動DUT以確保驅(qū)動器放大器在DUT之前不會飽和。輸入輸出耦合器允許對要發(fā)送到頻譜分析器的信號部分取樣。一個校準衰減器被用作負載量，以便獲得一個在進入負載衰減后作為偏差可以用標(biāo)準功率計量表測量的準確功率參數(shù)。

在測量之前，必須校準頻譜分析器的輸入輸出路徑。通常，DUT被一個穿透基準取代，并且信號發(fā)生器在CW模式下工作。功率計量器讀取貫穿穿透基準的功率等級，而頻譜分析器在“零檔”模式讀取輸入或輸出耦合器的耦合路徑上的絕對功率。這樣就有可能確定通向頻譜分析器的輸入輸出路徑上的衰減。稱這些值為將來參數(shù)的“IN_OFFSET”和“OUT_OFFSET”。 確定所有參數(shù)以便DUT的電流消耗不會偏離靜態(tài)電流，從而確保穩(wěn)定的熱反應(yīng)。信號發(fā)生器通過選擇模擬調(diào)制清單上的脈沖可選項轉(zhuǎn)換為脈沖模式。在掃描清單中，選擇功率掃描模式。開始等級被設(shè)置為-20dBm，停止等級設(shè)置為0dBm。0.2dB的步長可有101個測量點。必須小心選擇停頓時間。如果選擇的值太小，在功率掃描期間可能出現(xiàn)的瞬變會導(dǎo)致DUT損耗的電流與靜態(tài)電流偏離。在保持20s的適當(dāng)短暫掃描時間時，200ms的停頓時間可以忽略其影響。同一個清單上，標(biāo)志1被設(shè)為掃描的開始值，即-20dBm，由選擇“開”狀態(tài)激活。圖2顯示了詳細的配置序列。
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正如已經(jīng)提到的一樣，頻譜分析器在“零檔”模式下使用。不論是分辨率帶寬還是視頻帶寬，均設(shè)為10MHz，因為頻譜分析器被用來測量峰值功率?；谕瑯拥睦碛?，檢測器必須在“最大峰值”模式下設(shè)置。選取25s的掃描時間以便獲得對屏幕的整體掃描。選擇外部觸發(fā)器的可選項。利用“觸發(fā)器偏差”特性將屏幕上的軌跡置于中心也是一種明智的選擇。-2s即是合適的。圖3顯示了詳細的配置序列。
對脈沖長度和工作循環(huán)的選擇必須不干擾測試時設(shè)備的熱態(tài)，同時還必須符合頻譜分析器的響應(yīng)時間。1?s的脈沖時長和1ms的循環(huán)周期會有好結(jié)果。

這一段介紹的結(jié)果是基于對Freescale半導(dǎo)體為UMTS波段(MW4IC2230MB)設(shè)計的LDMOS電源RF集成電路的測量結(jié)果。它具有大約30dB的微信號增益和遠大于+47dBm的飽和功率。由于它的高增益，它是有關(guān)該方法優(yōu)點的一個完美范例。

輸入變數(shù)衰減器最初被設(shè)置為它的最大值。DUT被連接，頻譜分析器被連接到輸出耦合器的耦合路徑。當(dāng)處于“清除/寫”模式時，輸入功率斜線在分析器屏幕上被描繪成一個不對稱的鋸齒形。然后，可變輸入衰減器被斷開，并且將開始出現(xiàn)DUT飽和的影響(斜線的頂部開始彎曲)。衰減不斷減小直到鋸齒形的頂端被切斷，確保達到飽和。

用于頻譜分析器的功能序列顯示在圖4中。此刻，頻譜分析器連接到輸入，且輸入功率在第二條線跡(線跡2)獲取，并保持在“觀察”模式。圖5中的黑色線跡即得。當(dāng)在輸出再連接分析器之后，從第三條線跡(線跡3)獲得輸出功率，同樣也保持在“觀察”模式。通過設(shè)置“輸出偏差”值的參數(shù)等級偏差，該值在校準階段被設(shè)為43.7dB，從“線跡3”可以直接讀取以dBm為單位的絕對輸出功率，圖5中的綠線即得。通過在鋸齒末端的平面區(qū)域安置標(biāo)記，可以讀取如圖5 中綠線所示的飽和功率。MW4IC2230MB顯示+47.23dBm的飽和功率。


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功能序列

用于頻譜分析器的功能序列顯示在圖6中。線跡1設(shè)定為計算“線跡1”減去“線跡2”，后者包含了輸入功率。這樣，新獲取的輸出功率將提供一個以dB為單位的增益圖。“線跡位置”特征被用作獲得直接讀取以dB為單位的絕對增益的一個偏差。線跡偏差被設(shè)置為“輸出偏差”減去“輸入偏差”。這種情況下，“輸入偏差”在校準階段被確定為30.7dB，結(jié)果得到偏差值為13dB。該值不能直接作為以dBm為單位的偏差值加入，因為“線跡位置”清單只接受作為Y刻度百分比的輸入。旋轉(zhuǎn)鈕用來獲取與13dB偏差值相對應(yīng)的正確百分比。圖7中的藍線即為所得。 增益(藍線)和輸出功率(紅線)被同時繪制，且每個圖都被“校準”，也就是說，標(biāo)記讀取值就是絕對值。標(biāo)記1設(shè)置在藍線上的微信號增益上，測量值為 29.8dB。該標(biāo)記被用作“變量增量標(biāo)記”的參數(shù)。還是增量曲線，一個標(biāo)記被用于“變量增量標(biāo)記”模式以確定1dB壓縮級(標(biāo)記2)，另一個以確定 3dB壓縮級(標(biāo)記3)。當(dāng)挑選功率線跡后，第四個標(biāo)記(綠線上的標(biāo)記4)被設(shè)為與標(biāo)記2或者標(biāo)記3同樣的橫坐標(biāo)，以便直接讀取在1或3dB壓縮級上的輸出功率。在該例中，可獲得+45.74dBm的1-dB壓縮級和+46.69dBm的3dB壓縮級。在脈沖條件下進行功率測量的方法允許在高功率RF晶體管和RF集成電路中被快速和方便地執(zhí)行，消除了以往方法的局限性。