限制輸入功率不會(huì)限制電源的輸出電流。如果出現(xiàn)過(guò)載故障時(shí)輸入功率保持不變，則隨著輸出電壓下降，輸出電流增加（P=V*I）。發(fā)生短路故障時(shí)，這會(huì)讓輸出整流器或者系統(tǒng)配電出現(xiàn)難以接受的高損耗。本文利用一些小小的創(chuàng)新和數(shù)個(gè)額外組件，為您介紹如何對(duì)一個(gè)簡(jiǎn)單的峰值電流限制進(jìn)行改進(jìn)，將電源變?yōu)橐粋€(gè)恒定電流源，而非一個(gè)恒定功率源。

圖1對(duì)比了理想輸出電壓與恒定功率和恒定電流限制的電流。這兩種情況下，過(guò)載故障保護(hù)都在120%最大額定負(fù)載時(shí)起作用。在一個(gè)使用功率限制的系統(tǒng)中，輸出電流隨負(fù)載增加電壓反向而增加。在現(xiàn)實(shí)系統(tǒng)中，有功率限制的反向控制器會(huì)在某個(gè)點(diǎn)關(guān)閉，原因是控制器的偏壓損耗。相比之下，一旦超出過(guò)載閾值，有電流限制的系統(tǒng)便會(huì)立刻關(guān)閉。可以通過(guò)直接檢測(cè)隔離邊界二次側(cè)的負(fù)載電流，實(shí)現(xiàn)電流限制。但是，這樣做需要使用更多的電路，效率降低，而且成本一般會(huì)高得離譜。

圖 1：理想功率限制產(chǎn)生強(qiáng)電流，觸發(fā)故障保護(hù)

圖2顯示了移動(dòng)設(shè)備充電器所使用的一個(gè)5V/5W非連續(xù)反向電源的原理圖。在范例中，我們使用了UCC28C44控制器，它是大多數(shù)經(jīng)濟(jì)型峰值電流模式控制器的代表，擁有功率限制功能。在非連續(xù)反向結(jié)構(gòu)中，如果忽略效率影響，可使用方程式1計(jì)算負(fù)載功率（P）的大小。

由于變壓器電感（L）和開(kāi)關(guān)頻率（f）均固定不變，因此可以通過(guò)控制峰值一次電流（IPK）對(duì)輸出電壓（VOUT）進(jìn)行調(diào)節(jié)。隨著輸出電流（IOUT）增加，電壓開(kāi)始下降，但是反饋環(huán)路要求更高的峰值電流來(lái)維持電壓調(diào)節(jié)。

圖2：移動(dòng)設(shè)備充電器所使用的一個(gè)5V/5W非連續(xù)反向電源的原理圖

圖 2 這種5V/5W反向通過(guò)限制峰值變壓器電流實(shí)現(xiàn)功率限制。在反向轉(zhuǎn)換器內(nèi)部，引腳1（COMP）的反饋電壓與峰值電流比較。通過(guò)R15檢測(cè)該峰值電流，并使用R13和C12對(duì)其進(jìn)行濾波。如果電流檢測(cè)電壓達(dá)到過(guò)1V，則單獨(dú)過(guò)電流比較器終止脈沖。這種峰值電流限制方法與大多數(shù)脈寬調(diào)制（PWM）控制器中的功率限制過(guò)程一樣。如果功率保持恒定不變，則可以將方程式1改寫(xiě)為方程式2。在該方程式中，我們可以清楚地看到功率限制時(shí)輸出電流同輸出電壓成反比。

一些控制器還包含有一個(gè)第二級(jí)比較器。峰值電流高出第一級(jí)比較器時(shí)，第二級(jí)比較器跳閘斷開(kāi)。這種第二級(jí)比較器觸發(fā)控制器完全關(guān)閉，并發(fā)起一個(gè)重啟周期。設(shè)計(jì)這種額外保護(hù)級(jí)的目的是防止電源本身發(fā)生災(zāi)難性故障，例如：短路變壓器繞組或者短路輸出二極管。但是，涉及短路負(fù)載的大多數(shù)情況一般都不會(huì)超出該閾值。

圖3顯示了輸出和偏置電壓與圖2所示電路負(fù)載電流的對(duì)比情況。輸出V-I特性非常接近于圖1所示理想情況。負(fù)載電流達(dá)到約1.3A時(shí)開(kāi)始功率限制。隨著負(fù)載增加，輸出電壓開(kāi)始下降。由于偏置電壓是輸出電壓的反映，因此它也開(kāi)始下降。偏置電壓降至9V關(guān)閉水平以下時(shí)，PWM控制器關(guān)閉。

圖3：輸出和偏置電壓與圖2所示電路負(fù)載電流的對(duì)比情況

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圖3 偏置電壓降至控制器關(guān)閉閾值以下后，轉(zhuǎn)換器不再提供功率限制電流。在該例子中，盡管在負(fù)載超出1.3A時(shí)峰值電流限制激活，但是在轉(zhuǎn)換器關(guān)閉以前負(fù)載電流會(huì)為額定負(fù)載的兩倍以上。在某些應(yīng)用中，這是不可接受的。反之，一種更加方形的V-I曲線則較為理想。負(fù)載增加超出功率限制點(diǎn)后偏置電壓隨之下降，利用這一特性，我們可以非常輕松地獲得這種V-I曲線。只需增加數(shù)個(gè)組件，便可利用不斷降低的偏置電壓在功率限制期間折疊開(kāi)關(guān)頻率。這樣做以后，開(kāi)關(guān)頻率被強(qiáng)制與輸出電壓成正比關(guān)系，如方程式3所示。將方程式3代入方程式2后我們發(fā)現(xiàn)，理論上講功率限制期間輸出電流不再依賴于輸出電壓的大小，參見(jiàn)方程式4。

用于創(chuàng)建這種改進(jìn)型電流限制而增加的一些組件突出顯示在圖4所示原理圖中。對(duì)內(nèi)部振蕩器編程，通過(guò)R10、R8和C11設(shè)置反向轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率。一個(gè)內(nèi)部5V源通過(guò)R10和R8對(duì)C11充電。隨著偏置電壓下降，R7和R11的電阻分壓器開(kāi)啟Q1，并優(yōu)先于內(nèi)部5V源進(jìn)行控制，從而降低開(kāi)關(guān)頻率。偏置二極管（D4）現(xiàn)在必須為一種雙串聯(lián)二極管，這樣R7和R11才不會(huì)在啟動(dòng)期間使控制器的電流改道。需正確選擇R7和R11的值，以便讓Q1在正常運(yùn)行期間處于關(guān)閉狀態(tài)，僅在偏置電壓降至約12V以下時(shí)才開(kāi)啟。

圖 4：改進(jìn)型電流限制而增加的一些組件之后的原理圖

圖 4 增加5個(gè)離散式組件可增強(qiáng)功率限制功能并降低最大故障電流。添加這些組件的結(jié)果如圖5所示。同前面一樣，電源進(jìn)入功率限制時(shí)輸出電壓和偏置電壓均開(kāi)始下降。一旦偏置電壓降至足以開(kāi)啟Q1的程度，負(fù)載電流的任何繼續(xù)增加都會(huì)使開(kāi)關(guān)頻率降低，其反過(guò)來(lái)又會(huì)降低供給負(fù)載的有效功率。這會(huì)加快過(guò)電流關(guān)閉過(guò)程。注意，在輸出電流和輸出電壓之間仍然存在一定程度的相互關(guān)系，這是因?yàn)樽儔浩鲀?nèi)部的偏置繞組耦合和有限的Q1增益。盡管存在這些缺點(diǎn)，但是增加的電路還是極大地改善了V-I特性。實(shí)際上，電源現(xiàn)在不會(huì)向故障負(fù)載提供1.5A以上的電流。

圖 5：改進(jìn)型電流限制而增加的一些組件之后的效果

圖 5 使用增強(qiáng)型功率限制電路的電源V-I曲線顯示過(guò)載狀態(tài)下的輸出電壓表現(xiàn)出明顯的下降?？傊?，擁有功率限制保護(hù)的電源仍然可以為過(guò)載輸出提供大量的電流。如本文所述，只需在一次側(cè)控制器周圍添加少數(shù)幾個(gè)組件，便可輕松且低成本地實(shí)現(xiàn)精確的電流限制功能。盡管它針對(duì)的反向轉(zhuǎn)換器，但是這種方案也可以減少降壓轉(zhuǎn)換器的多余電流。