電流控制模式的原理及優(yōu)點(diǎn)
   
圖1所示為反激式開關(guān)電源的電壓、電流雙閉環(huán)控制的原理。時(shí)鐘以固定頻率發(fā)送脈沖，脈沖到來時(shí)，鎖存器置“1”，開關(guān)管導(dǎo)通，變壓器原邊電流上升。上升到由誤差信號Ue決定的閾值時(shí)，PWM比較器輸出高電平，鎖存器復(fù)位，功率開關(guān)管關(guān)斷，直到下個(gè)脈沖的到來。當(dāng)輸入電壓升高時(shí)，系統(tǒng)有很快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，對電壓擾動(dòng)實(shí)現(xiàn)前饋抑制。同時(shí)，電壓誤差放大器有很高的增益，不影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，且改善了負(fù)載調(diào)整率。逐個(gè)脈沖電流檢測限制可以簡化過流保護(hù)電路，峰值限制最大輸出電流，保證電源工作可靠，變壓器和功率器件不必有較大的裕量 。

圖1：雙閉環(huán)電流模式控制原理

電路原理與設(shè)計(jì)

UC3842簡單介紹
   
UC3842是一種單端輸出的峰值電流PWM控制芯片，管腳示意如圖2所示。其內(nèi)部有誤差放大器、PWM調(diào)制、鎖存、振蕩時(shí)鐘等基本模塊，還有欠壓鎖定、過壓保護(hù)、基準(zhǔn)電源、低起動(dòng)電流、電流圖騰輸出等功能。電壓滯環(huán)的起動(dòng)電壓是16V，關(guān)閉電壓是10V，6V的起動(dòng)與關(guān)閉電壓差可有效防止電路在閥值電壓附近工作而引起的振蕩。芯片起動(dòng)電流1mA，所以，芯片可以對高壓用電阻降壓起動(dòng)，待起動(dòng)完成后由饋電繞組供電。補(bǔ)償端接RC網(wǎng)絡(luò)來改變誤差放大器的閉環(huán)增益和頻率響應(yīng)。電流反饋端Ucs>1V時(shí)輸出脈沖關(guān)斷，起到逐個(gè)脈沖限流保護(hù)。時(shí)鐘由外接阻容RT和CT決定。

圖2：UC3842的管腳排列

電路的模塊分析
   
圖3是以UC3842作為控制器的單端反激式開關(guān)電源的電路圖,輸出分別為＋5V/4A及±12V/1A。電路對＋5V輸出用4N35光耦進(jìn)行電壓采樣來精確穩(wěn)壓，±12V輸出加三端穩(wěn)壓器穩(wěn)壓。圖3中L1抑制共模干擾，RT是熱敏電阻，限制上電的沖擊電流，ZMR是壓敏電阻，防止雷擊，C4濾除工頻信號；R2，C18，D5用于吸收開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感產(chǎn)生的過電壓；R6及C8用于濾除MOSFET開通時(shí)的電流尖峰，避免對檢測電流信號的干擾；R9及C11構(gòu)成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)；R1是檢測電阻，用以把變壓器原邊的電流轉(zhuǎn)化成電壓，R7是起動(dòng)電阻，起動(dòng)完成后由饋電繞組經(jīng)過D6及C7供電；R8及C5決定振蕩器頻率fosc= (kHz)，本設(shè)計(jì)中為50kHz；L2，C15，C16組成π型濾波，濾除低頻，而C10濾除高頻；R11是假性負(fù)載，因?yàn)?，開關(guān)電源要求在空載下能工作，而反激式變換器必須保證磁路復(fù)位，否則會(huì)造成變壓器磁芯飽和，燒壞主功率管。R15及C20吸收副邊整流管的尖峰。TL431是精密可調(diào)基準(zhǔn)電源，調(diào)節(jié)RES3可以改變輸出電壓。

圖3：電流型反激式三路輸出開關(guān)穩(wěn)壓電源

穩(wěn)壓過程的分析
   
電流控制型脈寬調(diào)制實(shí)際上是利用誤差信號去控制變壓器初級線圈中的電流。電路主要由調(diào)整脈寬來穩(wěn)定＋5V/4A輸出，而±12V/1A由于和＋5V線圈緊密耦合，所以，利用三端穩(wěn)壓器來穩(wěn)壓。
   
圖4所示，TL431是精密可調(diào)基準(zhǔn)電源，穩(wěn)壓值為2.5～36V連續(xù)可調(diào)，工作時(shí)電路自行調(diào)節(jié)陰極K端電壓，以使R端電壓Uref保持在2.5V。而輸出電壓Uo=Uref〔1＋R13/（R14＋RES3）〕≈UKA，由于Uref穩(wěn)定在2.5V，若改變R13/（R14＋RES3〕就可以改變輸出。本設(shè)計(jì)中Uo=2.5×〔1＋3.3kΩ/(1.5kΩ＋RES3))，如取RES3=1.8kΩ，則輸出為5V。

圖4：精密可調(diào)基準(zhǔn)電源

調(diào)節(jié)過程如下：
   
當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，例如load↑→Uo↑→Uref↓→UKA↓→(Uo－UKA)↓→光耦原邊i↓→光耦副邊三極管Uce↑→PWM比較器反向輸入端Ue↑→D↑→Uo↑；可見負(fù)載增大，電源自動(dòng)調(diào)節(jié)占空比，使輸出穩(wěn)定，反之亦然。
   
當(dāng)輸入電壓升高時(shí)，即Ui↑→(Ui/L)↑→Uo↑→PWM比較器正向輸入端Ucs↑→D↓→Uo↓；可見輸入電壓波動(dòng)是前饋調(diào)節(jié)，速度快，當(dāng)然輸入電壓的變化也會(huì)影響輸出，產(chǎn)生誤差進(jìn)而調(diào)節(jié)，這樣線形調(diào)整率更佳。
    當(dāng)調(diào)整RES3改變輸出時(shí)，例如RES3↑→（R14＋RES3）↑→Uo↓→(Uo－UKA)↑→光耦原邊i↓→D↓→Uo↓；可見其與負(fù)載變化調(diào)整情況相反，調(diào)大RES3是降低輸出電壓，占空比隨之減小，從而穩(wěn)定輸出。

高頻變壓器的設(shè)計(jì)
   
高頻變壓器是開關(guān)電源的關(guān)鍵，其決定著電源的性能，本電源的參數(shù)：＋5V/4A，±12V/1A，Po=45W，η=80％，DN=25％。
   
設(shè)計(jì)選用EI型的鐵氧體鐵芯R2KB，常溫時(shí)最大磁感應(yīng)強(qiáng)度Bm=0.5mT，磁芯的有效截面積：Sc=125mm2。N1～4分別為輸入、＋5V輸出、饋電、±12V輸出繞組匝數(shù)，Ui=300V為輸入直流電壓，UD為二極管導(dǎo)通壓降取0.7V，DN=25％為額定占空比。
   
1）變壓器匝比

n=（1）
將DN，Ui，Uo=5V代入式（1）得n=0.057。
   
2）原邊繞組電感

L=（2）
將DN，Ui，T=1/fosc=1/50×103=20μs，Po，η代入式（2）得L=1mH。
   
3）原、副邊繞組匝數(shù)
   
N1=（3）
將ΔB=0.15T(為了防止磁芯飽和，取ΔB<Bm)，Sc=125mm2代入式（3）得N1=80匝，則
N2=N1n=4.6，取5匝，
又饋電繞組和副邊繞組同時(shí)導(dǎo)通，且穩(wěn)定電壓為13V，則
N3=(13＋UD)=12匝，
N4==12，考慮到三端穩(wěn)壓器的損耗故取15匝。
   
4）磁場氣隙
   
δ=（4）
將數(shù)據(jù)代入式（4）得出δ=1mm。適當(dāng)?shù)臍庀犊煞乐棺儔浩黠柡停^大又增加了變壓器漏感，所以應(yīng)該折中選擇，本設(shè)計(jì)的EI磁芯，單邊可取δ/2，實(shí)際中我們?nèi)?.5mm。
   
5）繞制技巧
   
原邊繞組分二層繞，先繞原邊40圈，再把饋電繞組、輸出繞組繞在一層，最外面還是原邊繞組，層與層之間要加絕緣膠帶，這樣的繞制方式可有效降低變壓器漏感。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果
   
圖5所示為高頻變壓器原、副邊波形，由圖5可見工作周期是20μs，原副邊是以同名端作為示波器的正端的。圖6所示為輸出濾波電感的波形。

圖5：變壓器原、副邊波形（“2”為原邊，“1”為副邊）

圖6 ：輸出濾波電感的波形

電流型PWM控制技術(shù)可以使開關(guān)電源獲得優(yōu)良的性能指標(biāo)和較高的可靠性，控制器UC3842具有開關(guān)頻率高，外圍電路簡單，成本低，特別適合于自動(dòng)化儀表使用的單端小功率電源。