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DIY必備:電流源設計中的運放振蕩問題

發(fā)布時間:2014-07-21 責任編輯:sherryyu

【導讀】電流源對于工程師來說,不可或缺。但是更多的工程師都只是用一整套的PCB,元件,程序等成套產品,將套件的東西焊接好,調試一下就可以了。其實里面的技術含量很高,不是那么簡單。本文只是從講述原理出發(fā),指導大家做個人人能掌控的電流源。
 
對于工程師來說,電流源是個不可或缺的儀器,也有很多人想做一個合用的電流源,而應用開源套件,就只是用一整套的PCB,元件,程序等成套產品,參與者只需要將套件的東西焊接好,調試一下就可以了,這里面的技術含量能有多高,而我們能從中學到的技術又能有多少呢?本文只是從講述原理出發(fā),指導大家做個人人能掌控的電流源。本文主要就是設計到模擬部分的內容,而基本不涉及單片機,希望朋友能夠從中學到點知識。
 
加速補償--校正Aopen
 
校正Aopen是補償的最佳方法,簡單的Aopen補償會起到1/F補償難以達到的效果,但并非解決一切問題。
 
如果振蕩由于po位于0dB線之上造成,可想到的第一辦法是去掉po.
 
去掉極點作用的基本方法是引入零點。
 
引入零點的最佳位置為Ro,Ro上并聯(lián)電容Cs可為MOSFET輸入端引入一個零點zo.
 
但Ro是運放內部電阻,無法操作,因此在Ro后添加一只電阻Rs,并將Cs與Rs并聯(lián)。
電流源設計
如果Rs>Ro,則可基本忽略Ro的作用。
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增加Rs和Cs后,會使MOSFET輸入端的極點po和零點zo頻率分別為:
 
po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs,zo=1/2pICsRs.
 
如果Cs>Cgs,則原有的極點po=1/2piRoCs由高頻段移至低頻段,頻率由Cs、Cgs和Rs決定,而非Cgs和Ro決定,新引入的零點zo也在低頻段并與po基本重合,兩者頻率差由Cgs與Cs的比例決定,因而很小。
電流源設計
通常Rs=2k-5kOhm,Cs=0.01-0.1uF.
 
Rs和Cs將原有極點po移至低頻段并通過zo去除。像極了chopper運放里通過采樣將1/f噪聲量化到高頻段后濾除。很多不沾邊的方法思路都是相通的。
 
由瞬態(tài)方法分析,Cs兩端電壓不可突變,因此運放輸出電壓的變化會迅速反應到柵極,即Cs使為Cgs充電的電流相位超前pi/2.因此Cs起到加速電容作用,其補償稱為加速補償或超前補償。
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很多類似電路里在Rs//Cs之后會串聯(lián)一只小電阻,約100 Ohm,再稍適調整零點和極點位置,此處不必再加,那個忽略的Ro很合適。
 
看個范例,Agilent36xx系列的MOSFET輸入級處理,由于PNP內阻很小,至少比運放低得多,因此后面有一只R42=100 Ohm.
Agilent36xx系列的MOSFET輸入
在此之前,如果看到C49和R39,恐怕很多壇友會很難理解其作用,然而這也正是體現模擬電路設計水平之處。有人感嘆36xx系列電路的復雜,然而內行看門道,其實真正吃功夫的地方恰在幾只便宜的0805電阻和電容上,而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之類的昂貴元件。
 
本次增加成本:
 
3.9k Ohm電阻 1只 單價0.01元,合計0.01元
 
0.1uF/50V電容 1只 單價0.03元,合計0.03元
 
合計0.04元
 
合計成本:9.46元
 
潛在的振蕩:運放的高頻主極點pH
 
通過加速補償,由Cgs造成的極點作用基本消除。
 
然而,0dB線附近還有一個極點--運放的高頻主極點pH.
 
事實上,就純粹的運放而言,pH只在0dB線之下不遠的位置。與po類似,由于gmRsample的增益作用,pH也有可能浮出0dB線,從而使Aopen與1/F的交點斜率差為40dB/DEC,引起振蕩。
 
pH的位置比po低,因此gmRsample的增益必須更高才能使電路由于pH而產生振蕩,然而gmRsample由于datasheet中沒有完整參數,實際上只能大致預測而無法精確計算。因此必須采取一定措施避免pH的作用。
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