隨著現(xiàn)代汽車用電設(shè)備種類的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經(jīng)過DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應(yīng)不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。

 

推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應(yīng)用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點。鑒于此，本文提出了一種推挽逆變車載開關(guān)電源電路設(shè)計方案。該方案在推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流設(shè)計的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步設(shè)計了24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設(shè)計相應(yīng)的推挽變壓器。

 

 

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)洹Ｍㄟ^控制兩個開關(guān)管S1和S2以相同的開關(guān)頻率交替導(dǎo)通，且每個開關(guān)管的占空比d均小于50%，留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導(dǎo)通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過由反向快速恢復(fù)二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以，推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

 

 

圖1：方案設(shè)計總體拓?fù)潆娐穲D

 

當(dāng)S1開通時，其漏源電壓uDS1只是一個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，在理想情況下可假定uDS1=0，而此時由于在繞組中會產(chǎn)生一個感應(yīng)電壓，并且根據(jù)變壓器初級繞組的同名端關(guān)系，該感應(yīng)電壓也會疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時承受的電壓是輸入電壓與感應(yīng)電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD.

 

 

采用面積乘積（AP）法進(jìn)行設(shè)計。對于推挽逆變工作開關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開關(guān)頻率fs=25kHz，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

 

（1）計算總視在功率PT.設(shè)反向快速恢復(fù)二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

 

 

 

3.1能量回饋

 

主電路導(dǎo)通期間，原邊電流隨時間而增加，導(dǎo)通時間由驅(qū)動電路決定。

 

圖2：推挽逆變能量回饋等效電路

 

圖2（a）為S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過S1流入電源UI負(fù)極，即地，此時FWD1不導(dǎo)通；當(dāng)S1關(guān)斷時，S2未導(dǎo)通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2并聯(lián)的能量恢復(fù)二極管FWD2還未導(dǎo)通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負(fù)的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導(dǎo)通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。圖3所示為AP法設(shè)計開關(guān)變壓器電路理想工作波形。

 

圖3：開關(guān)變壓器電路理想工作波形圖

 

3.2各點波形分析
 

當(dāng)某一PWN信號的下降沿來臨時，其控制的開關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

 

當(dāng)S1的PWN信號下降沿來臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導(dǎo)通，形成能量回饋回路，此時S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見圖4.

 

圖4：S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流圖

 

 

4.1原理設(shè)計

 

圖5為簡化后的主電路。輸入24V直流電壓，經(jīng)過大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關(guān)器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT.

 

圖5：推挽DC-DC變換器主電路圖

 

以CA3524芯片為核心，構(gòu)成控制電路。通過調(diào)節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來調(diào)節(jié)全控型開關(guān)器件的開關(guān)頻率。12、13管腳輸出PWM脈沖信號，并通過驅(qū)動電路，分別交替控制兩個全控型開關(guān)器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調(diào)節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運(yùn)放一起構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)PWM脈沖占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。

 

4.2結(jié)果與分析

 

實驗結(jié)果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達(dá)到近600W，系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%，達(dá)到預(yù)期效果。如下表1所示。

 

 

其中，由于IGBT效率損耗較大導(dǎo)致系統(tǒng)效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統(tǒng)效率會至少上升10%~15%.

 

注意事項：

 

（1）變壓器初級繞組在正、反兩個方向激勵時，由于相應(yīng)的伏秒積不相等，會使磁芯的工作磁化曲線偏離原點，這一偏磁現(xiàn)象與開關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開關(guān)管反向恢復(fù)時間的不同>可導(dǎo)致伏秒積的不同。

 

（2）實驗中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產(chǎn)生較大的渦流損耗，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應(yīng)電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。