【導(dǎo)讀】近來(lái)，業(yè)界對(duì)于隔離式 DC-DC 穩(wěn)壓器中高頻變壓器的性能要求愈發(fā)嚴(yán)苛，尤其是在抗電磁干擾 (EMI) 方面。在本系列文章的第 7 部分[1-7] 中，我們?cè)敿?xì)探討了隔離式反激穩(wěn)壓器中共模 (CM) 噪聲的主要來(lái)源和傳播路徑。
高瞬態(tài)電壓 (dv/dt) 開關(guān)節(jié)點(diǎn)是共模噪聲的主要來(lái)源，而變壓器的繞組間分布電容則是共模噪聲的主要耦合路徑。在第 7 部分中，我們?cè)诤?jiǎn)單方便的雙電容變壓器模型基礎(chǔ)上，采用共模噪聲等效電路來(lái)模擬流經(jīng)變壓器電容的位移電流。在此期間，僅需使用一個(gè)信號(hào)發(fā)生器和一個(gè)示波器即可提取寄生電容并確定變壓器共模噪聲性能的特征，而無(wú)需進(jìn)行在線測(cè)試。
在第 8 部分，我們將探討隔離式 DC/DC 電路的共模噪聲抑制方法。工作在高輸入電壓下的轉(zhuǎn)換器（例如，電動(dòng)汽車車載充電系統(tǒng)、數(shù)據(jù)中心電源系統(tǒng)和射頻功放電源中的相移式全橋轉(zhuǎn)換器[8] 和 LLC 串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器[9]）會(huì)產(chǎn)生較大的共模電流。在采用氮化鎵開關(guān)器件時(shí)，這種情況更為明顯，因?yàn)榇祟惼骷拈_關(guān)速度 dv/dt 高于硅材質(zhì)的同類器件。
對(duì)于隔離式設(shè)計(jì)，有多種抑制共模噪聲的方法，包括采用對(duì)稱的電路布局、在初級(jí)側(cè)接地端與次級(jí)側(cè)接地端之間連接一個(gè)電容、加入屏蔽層、增加平衡電容、優(yōu)化變壓器繞組設(shè)計(jì)以及使用可調(diào)節(jié)共模噪聲消除輔助繞組。本文將以反激電路為重點(diǎn)，逐一解讀這些方法。
對(duì)稱式電路設(shè)計(jì)
在對(duì)稱式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，與地之間形成互補(bǔ)電勢(shì)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)成對(duì)出現(xiàn)。如果關(guān)聯(lián)寄生電容相同，則產(chǎn)生的共模位移電流基本可以相互抵消。圖 1a 為雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器（例如德州儀器 (TI) 的 LM5015）的原理圖[10,11]。圖 1b 為采用分立式初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組的反激轉(zhuǎn)換器。這兩種轉(zhuǎn)換器的初級(jí)側(cè)電路均采用對(duì)稱式設(shè)計(jì)，具有異相電壓開關(guān)波形（SW1 和 SW2），可產(chǎn)生相反極性的共模電流，從而降低總共模噪聲。
圖 1：平衡繞組拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用對(duì)稱式初級(jí)側(cè)電路和等幅異相 dv/dt 開關(guān)波形，具有更低共模噪聲：(a) 雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器；(b) 采用分立式初級(jí)和次級(jí)繞組的反激轉(zhuǎn)換器
圖 1a 為雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，盡管這種結(jié)構(gòu)早已為人所熟知，但其在共模噪聲抑制方面的優(yōu)勢(shì)卻并未得到充分重視。圖 1b 為平衡繞組反激轉(zhuǎn)換器，其次級(jí)繞組同樣采用對(duì)稱式設(shè)計(jì)。分立式繞組通?？梢越诲e(cuò)纏繞，以降低漏電感。這種電路的主要缺點(diǎn)是需要一個(gè)以 SW2 為基準(zhǔn)點(diǎn)的浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)器。
對(duì)于單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器拓?fù)?，也可以采用類似的?duì)稱式平衡繞組設(shè)計(jì)，如圖 2 所示。改進(jìn)后的對(duì)稱電路需要額外增加一些元件，例如正激轉(zhuǎn)換器中的浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)器和 LLC 諧振電路中的附加開關(guān)，并且只有在變壓器的物理繞組結(jié)構(gòu)產(chǎn)生對(duì)稱的寄生電容時(shí)才會(huì)產(chǎn)生共模衰減的效果。因此通常情況下，需要采用其他方法來(lái)抑制共模噪聲，并使用傳統(tǒng)的隔離式拓?fù)潆娐贰?/div>
圖 2：對(duì)單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器 (a) 和 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器 (b) 采用對(duì)稱式初級(jí)側(cè)繞組設(shè)計(jì)
在初級(jí)地與次級(jí)地之間連接一個(gè)電容
在三線 AC-DC 應(yīng)用中，通常會(huì)在 EMI 輸入濾波器中通過(guò)一個(gè) Y 電容將火線和零線連接到機(jī)箱地，用以衰減共模噪聲。但在雙線 DC-DC 系統(tǒng)中，由于沒(méi)有機(jī)箱地連接點(diǎn)，因此無(wú)法連接 Y 電容。在這類系統(tǒng)中，可以在初級(jí)側(cè)接地端 (P-GND) 與次級(jí)側(cè)接地端 (S-GND) 之間連接一個(gè)替代電容，將傳播到次級(jí)側(cè)的共模電流分流回初級(jí)側(cè)。
請(qǐng)參見第 7 部分圖 1 中的 CZ 電容。該元件是一種安全級(jí)電容，額定電壓為 1 kV 或更高，遠(yuǎn)高于所需的隔離電壓規(guī)格。然而這種電容一旦在故障狀況下出現(xiàn)短路，就會(huì)大大影響電流隔離效果。此外，如果 S-GND 連接的共模電壓擺幅相對(duì)于初級(jí)側(cè)過(guò)大（例如在高側(cè)柵極驅(qū)動(dòng)器偏置電源應(yīng)用中），電容傳導(dǎo)的電流就會(huì)過(guò)大。同時(shí)，如果 DC-DC 級(jí)的前端是一個(gè) AC-DC 前端整流器，則該電容可能會(huì)傳導(dǎo)工頻泄漏電流，這在實(shí)際應(yīng)用中可能是不允許的，也是受到監(jiān)管要求限制的[12-15]。
共模噪聲的平衡與消除方法
平衡方法分為變壓器內(nèi)部平衡和外部平衡，可以降低與變壓器繞組電容相關(guān)的共模噪聲。內(nèi)部平衡方法包括應(yīng)用屏蔽層[16-18]、優(yōu)化繞組設(shè)計(jì)以及使用噪聲消除繞組。而外部平衡方法最常見的是在所選初級(jí)和次級(jí)繞組端子之間加入一個(gè)平衡電容[12]。
屏蔽
屏蔽方法通過(guò)插入導(dǎo)線或金屬箔屏蔽層來(lái)降低流經(jīng)繞組間電容的位移電流，從而阻止變壓器初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組之間的近場(chǎng)耦合。
例如，圖 3a 是一個(gè)反激轉(zhuǎn)換器，其初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間加入了一個(gè)傳統(tǒng)的單匝金屬箔屏蔽繞組。圖 3b 是 RM 型磁芯的示意圖，磁芯配有帶氣隙的中柱和垂直放置的繞組。在這半個(gè)繞組窗口中，共有兩個(gè)串聯(lián)的初級(jí)層 (2 x 12T)、一個(gè)次級(jí)層 (1 x 8T) 和一個(gè)屏蔽層。繞組采用非交錯(cuò)式分層布局，分為 P1、P2、SH1 和 S1 四層。圖中還顯示了繞組層間寄生電容。
圖 3：(a) 反激轉(zhuǎn)換器，其初級(jí)層與次級(jí)層之間帶有傳統(tǒng)的金屬箔靜電屏蔽繞組，該屏蔽層連接到 P-GND；(b) 變壓器繞組窗口內(nèi)的繞組層結(jié)構(gòu)
在初級(jí)層 P2 與次級(jí)層 S1 之間，加入了一個(gè)單屏蔽層 SH1。該屏蔽層通常連接回初級(jí)側(cè)電路中的靜態(tài)電位點(diǎn)，例如圖 3 所示的本地 P-GND 或輸入電容的正極端子，即靜態(tài)交流節(jié)點(diǎn)。這樣可以阻止 P2 和 S1 之間的電耦合，并消除 P2 與 S1 之間的位移電流。
加入屏蔽層后，ipsh 將經(jīng)由屏蔽層返回 P-GND，而不是流經(jīng)輸出端而返回機(jī)箱地。但是，屏蔽層與相鄰次級(jí)繞組之間的電容依然存在。由于單匝屏蔽繞組與次級(jí)繞組的感應(yīng)電壓存在差異（單匝次級(jí)繞組除外），因此在屏蔽層與次級(jí)繞組之間必然存在共模電流?？筛挠幂o助繞組的抽頭來(lái)驅(qū)動(dòng)屏蔽繞組，使屏蔽繞組的平均電壓與次級(jí)繞組的平均電壓相符，以實(shí)現(xiàn)共模平衡[18]。
注意，由于磁芯采用高介電常數(shù)材料，圖 3 中 P1 層和 S1 層之間會(huì)存在耦合。所以，盡管單屏蔽層有助于減弱共模噪聲，但并不能徹底消除。此外，還有一個(gè)缺點(diǎn)是，隨著初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)間邊界數(shù)量的增加，需要的屏蔽層也越來(lái)越多。重要的是，屏蔽層會(huì)增大繞組之間的空間，從而導(dǎo)致漏電感增加。通常而言，應(yīng)盡可能減小銅箔屏蔽層的厚度，以減少因鄰近效應(yīng)引起的渦流損耗。在高開關(guān)頻率下，屏蔽層中的損耗會(huì)變得過(guò)大，而且屏蔽層也會(huì)使反射到開關(guān)節(jié)點(diǎn)的總寄生電容增大。
平衡電容的值與位置
圖 4a 為帶初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)和輔助變壓器繞組的反激轉(zhuǎn)換器的原理圖。NPS 和 NAUX 分別代表初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)繞組匝數(shù)比以及初級(jí)側(cè)與輔助繞組匝數(shù)比。對(duì)于初級(jí)側(cè)繞組與輔助繞組而言，由于電流僅在初級(jí)側(cè)流動(dòng)，對(duì)共模噪聲不產(chǎn)生影響，因此不考慮這兩者之間的耦合。在第 7 部分中我們?cè)懻撨^(guò)，通過(guò)兩個(gè) 4 電容電路即可對(duì)初級(jí)側(cè)繞組與次級(jí)側(cè)繞組之間以及輔助繞組與次級(jí)側(cè)繞組之間的耦合進(jìn)行建模（如圖 4b 所示）。
圖 4： (a) 帶輔助繞組的反激轉(zhuǎn)換器；(b) 三繞組反激變壓器的集總共模寄生電容模型；(c) 使用雙電容變壓器模型的共模噪聲等效電路
如果輸入電容對(duì)共模噪聲呈現(xiàn)低阻抗特性，則初級(jí)側(cè)繞組的端子 A 與 P-GND 之間短路。可以使用簡(jiǎn)化的雙電容變壓器模型，再以 ZSE 模擬 S-GND 與大地之間的電容耦合，最終的共模噪聲等效電路模型見圖 4c（有關(guān)更多相關(guān)信息和描述，請(qǐng)參見第 7 部分）。
公式 1 用于計(jì)算線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò) (LISN) 中的共模噪聲電壓。從中可以看出，降低電容 CBD 可以使噪聲電壓降低。
公式 2 是 CBD 的理論表達(dá)式，該值可使用第 7 部分介紹的方法基于公式 3 進(jìn)行計(jì)算：
可以通過(guò)增大公式 2 中各負(fù)項(xiàng)的值，將 CBD 平衡為零[13]。最簡(jiǎn)單的方法是在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)間變壓器端子 A 和 C 之間的 C3 上并聯(lián)一個(gè)電容。這一外部平衡電容的值為 CEXT = NPSCBD。
同樣，如果 CBD 為負(fù)值（VAD 和 VAB 電壓異相），則在端子 B 與 D 之間的 C4 上并聯(lián)一個(gè)等于 |CBD| 的平衡電容，可實(shí)現(xiàn)平衡。注意，根據(jù)公式 3，如果測(cè)得的 VAD 為零，則 CBD 也相當(dāng)于零，基本消除了通過(guò)變壓器的共模噪聲。這是非常方便的測(cè)試變壓器是否平衡的手段。
繞組設(shè)計(jì)
除了使用平衡電容外，還可以通過(guò)調(diào)整變壓器繞組層的位置，來(lái)優(yōu)化共模平衡。根據(jù)成對(duì)繞組層的設(shè)計(jì)理念[12-15]，變壓器初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的層具有相似的 dv/dt，因此，這些層的交錯(cuò)重疊不會(huì)產(chǎn)生共模噪聲。繞組間電容兩端的平均電壓具有相似的幅值和極性，也可以最大程度減小甚至消除流經(jīng)電容的共模電流。
一個(gè)最基本的原則就是，確保相鄰的初級(jí)側(cè)繞組層與次級(jí)側(cè)繞組層具有相似的電壓分布。如果繞組間寄生電容均勻分布于兩個(gè)成對(duì)繞組層之間，可以使電容的 dv/dt 保持為零，這樣便不會(huì)產(chǎn)生共模電流。
以圖 4a 的反激轉(zhuǎn)換器為例，其變壓器為交錯(cuò)式三繞組（初級(jí)側(cè)、次級(jí)側(cè)、輔助）變壓器。盡管交錯(cuò)式設(shè)計(jì)會(huì)增大繞組間電容，但出于降低漏電感和鄰近效應(yīng)損耗的考慮，必須采用這種設(shè)計(jì)。圖 5a 是反激變壓器的半個(gè)繞組窗口，該變壓器包含三個(gè)串聯(lián)初級(jí)層 (3 x 12T)、兩個(gè)并聯(lián)次級(jí)層 (2 x 9T) 和一個(gè)輔助/偏置繞組層 (1 x 15T)。
圖 5： (a) 采用夾層繞組層結(jié)構(gòu)的反激變壓器；(b) 繞組窗口內(nèi)各繞組層的電壓分布
圖 5b 為在電壓沿繞組線性分布情況下的繞組電壓分布圖。為最大程度降低共模噪聲，應(yīng)使初級(jí)側(cè)繞組層與次級(jí)側(cè)繞組層之間相鄰繞組層的平均電壓差達(dá)到最低。因此如圖 5a 所示，將交錯(cuò)繞組層的排列順序設(shè)計(jì)為 S1-P1-S2-AUX-P2-P3。
采用如圖 5a 所示的端子連接時(shí)，P1 與 S1 或 S2 之間的平均電壓差最低。如圖 5a 所示，P1 始于 VIN（靜態(tài)節(jié)點(diǎn)），與兩個(gè)并聯(lián)次級(jí)層 S1 和 S2 相鄰。與之類似，AUX 繞組與 S2 層相鄰，因?yàn)?AUX 與 S2 之間的電壓差小于 S2 與 P2 或 P3 之間的電壓差。由于 AUX 與 P2 繞組均位于初級(jí)側(cè)，因此兩者之間的電壓差不會(huì)產(chǎn)生共模噪聲。兩者之間的位移電流同樣在轉(zhuǎn)換器初級(jí)側(cè)流動(dòng)，不會(huì)被 LISN 視為 EMI。相反，如果采用 P1-S1-P2-S2-AUX-P3 這種完全交錯(cuò)的繞組結(jié)構(gòu)，由于 S1 與 P2 以及 P2 與 S2 這兩對(duì)繞組層之間的平均電壓差增大，共模噪聲將明顯增強(qiáng)。
可調(diào)節(jié)噪聲消除輔助繞組
圖 6 中的 AdjAUX 是一個(gè)可調(diào)節(jié)噪聲消除輔助繞組層，纏繞在次級(jí)層 S1 的外側(cè)，用以平衡繞組層內(nèi)未完全消除的共模噪聲[13,14]。AdjAUX 的一個(gè)端子連接到 P-GND，另一個(gè)端子處于懸浮狀態(tài)。
圖 6： (a) 在外層增加可調(diào)節(jié)輔助繞組用以消除共模噪聲的原理圖；(b)繞組排列情況；(c) 電壓和電流分布
由于 AdjAUX 與 S1 之間的電壓差為負(fù)值，因此位移共模電流從 S1 流向 AdjAUX 繞組，再流回初級(jí)側(cè)。由于 P1 與 S1、P1 與 S2 以及 AUX 與 S2 層之間的電壓差為正值（本例中 P1 和 AUX 的匝數(shù)多于 S1 和 S2 的匝數(shù)），因此這樣有助于消除從 P1 流向 S1 和 S2 以及從 AUX 流向 S2 的位移共模電流。如圖 6b 所示，AdjAUX 繞組位于變壓器繞組的外層，因此可以方便地通過(guò)調(diào)整匝數(shù)來(lái)有效消除噪聲。
如圖 6c 所示，當(dāng) AdjAUX 繞組始于繞組窗口的頂部時(shí)，AdjAUX 與 S1 層之間的電壓差最大，需要較少匝數(shù)來(lái)達(dá)到消除噪聲的效果，而如果 AdjAUX 繞組位于窗口底部，則需要的匝數(shù)就會(huì)更多。
由于 AdjAUX 繞組不靠近氣隙，會(huì)產(chǎn)生零磁場(chǎng)，因而沒(méi)有渦流功率損耗。這樣，變壓器交流繞組損耗低于采用傳統(tǒng)屏蔽層時(shí)的損耗。同時(shí)，由于繞組層之間沒(méi)有屏蔽層，繞組間的互耦增高，使得漏電感降低[18]。最后，可以結(jié)合第 7 部分介紹的變壓器平衡檢測(cè)技術(shù)，來(lái)方便地設(shè)計(jì) AdjAUX 繞組層，無(wú)需任何在線測(cè)試。
總結(jié)
共模噪聲是高頻隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中需要重點(diǎn)關(guān)注的問(wèn)題。為了提高功率密度，設(shè)計(jì)師們往往會(huì)考慮增大開關(guān)頻率。而隨著開關(guān)頻率的增大，初級(jí)側(cè)開關(guān)節(jié)點(diǎn)的高 dv/dt 以及通過(guò)變壓器繞組間電容的相關(guān)共模干擾已經(jīng)給系統(tǒng)帶來(lái)不利影響。要降低共模噪聲，可以采用對(duì)稱式拓?fù)湓O(shè)計(jì)、加入屏蔽層以及平衡電容等方法。在進(jìn)行繞組設(shè)計(jì)時(shí)，也可以通過(guò)正確布置變壓器層以及在繞組層端子與電路節(jié)點(diǎn)間選擇最優(yōu)的連接，來(lái)達(dá)到降噪的目的。此外，在變壓器外側(cè)纏繞輔助的噪聲消除繞組也可以平衡共模噪聲。對(duì)于某些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以單獨(dú)這些方法，而為了滿足規(guī)范要求并解決復(fù)雜的共模噪聲問(wèn)題，也可以發(fā)揮這些方法的組合優(yōu)勢(shì)，以達(dá)到提高降噪效果的目的。
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