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如何優(yōu)化隔離柵級(jí)驅(qū)動(dòng)電路?

發(fā)布時(shí)間:2023-01-10 來源:onsemi 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】 柵極驅(qū)動(dòng)光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器,來控制功率MOSFET或IGBT的柵極。它為MOSFET 或 IGBT 的柵極輸入供應(yīng)所需的峰值充電電流,來打開器件。該目標(biāo)通過向功率半導(dǎo)體的柵極提供正壓(VOH)來實(shí)現(xiàn)。若要關(guān)閉MOSFET或IGBT,需拉起驅(qū)動(dòng)器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。


標(biāo)準(zhǔn)柵極驅(qū)動(dòng)光電耦合器如何工作?

 

柵極驅(qū)動(dòng)光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器,來控制功率MOSFET或IGBT的柵極。它為MOSFET 或 IGBT 的柵極輸入供應(yīng)所需的峰值充電電流,來打開器件。該目標(biāo)通過向功率半導(dǎo)體的柵極提供正壓(VOH)來實(shí)現(xiàn)。若要關(guān)閉MOSFET或IGBT,需拉起驅(qū)動(dòng)器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。


許多功率控制應(yīng)用采用兩個(gè)或兩個(gè)以上串聯(lián)功率半導(dǎo)體的“圖騰柱”上橋和下橋連接。上橋N溝道MOSFET漏極連接至電源的正極(+)端子,并且它的源極連接至下橋晶體管的漏極上。下橋晶體管的源極連接至系統(tǒng)電源的負(fù)極(-)端。負(fù)載驅(qū)動(dòng)的一端連接至上橋和下橋晶體管的共節(jié)點(diǎn)處。上橋和下橋晶體管的正確控制,要求兩個(gè)晶體管既不能同時(shí)開啟也不能同時(shí)導(dǎo)通。流入串聯(lián)上橋和下橋器件的電流被稱為“直通”電流。直通電流浪費(fèi)功率,并導(dǎo)致上橋和下橋晶體管的損壞。


消除直通電流的最常見技術(shù)是:在上橋和下橋開關(guān)切換之間添加延遲或延時(shí)。該延遲的引入,是通過控制供應(yīng)給上橋和下橋柵極驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)的時(shí)間。


圖1是柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部框圖。驅(qū)動(dòng)器的每個(gè)部分由一個(gè)通用電源或偏置電源供電。初始電源開啟時(shí),由于電路的復(fù)雜性而存在電路延遲。這些復(fù)雜性導(dǎo)致一種情況(在最初上電期間):當(dāng)柵極的輸出跟隨施加的VDD電源的上升沿,直至電源穩(wěn)定。一旦偏置電平正確,柵極驅(qū)動(dòng)器輸出返回至正確的狀態(tài):由LED控制。


本應(yīng)用指南討論了關(guān)鍵的設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn),包括LED驅(qū)動(dòng)、初始條件、最大開關(guān)頻率和功率。


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圖1  FOD31xx框圖


初始條件:器件啟動(dòng)


工作條件


在典型逆變器應(yīng)用中有三個(gè)電源。第一個(gè)是邏輯電源(+3.3 V 或+5 V 或+10 V )。第二個(gè)是隔離下橋和上橋驅(qū)動(dòng)器電源(+20 V FOD3182、+25VFOD3120)。第三個(gè)是供應(yīng)給MOSFET / IGBT的高壓電源。為了最小化偏壓電源穩(wěn)定時(shí)間的任何影響,一種解決方案是控制電源激活的順序:


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LED驅(qū)動(dòng)器


峰值正向電流,IF(peak),為<1 A (1 μs ,300 pps )。推薦的工作電流為10 mA 至16 mA 。電流上升速率低于250 ns 。LED電流上升的最快速率將最小化傳播延遲和輸出開關(guān)抖動(dòng)。


電源考慮因素


FOD31xx產(chǎn)品是高增益(23 db)、高功率輸出、光放大器。它們所需的電源帶有低輸出阻抗,在DC至40 MHz 范圍內(nèi)。使用低 ESR旁路電容和信號(hào)接地面,有助于減少自感應(yīng)電源噪聲,并防止輸出上升和下降時(shí)間的降低。


在FOD3182上的傳播延遲


圖2表明,傳播延遲與負(fù)載電容無關(guān),并且,典型脈寬失真度(PWD)小于40 ns。


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圖2  傳輸延遲與串聯(lián)負(fù)載電阻


圖3表明,傳播延遲取決于LED電流。典型PWD是+4 ns / mA 。


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圖3  傳播延遲與正向 LED 電流


圖4和圖5說明了延遲的獨(dú)立性與串聯(lián)負(fù)載和電源電壓有關(guān)。


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圖4  傳輸延遲與串聯(lián)負(fù)載電阻


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圖5  傳輸延遲與電源電壓


采用溫度穩(wěn)定LED、溫度補(bǔ)償放大器和電流源,傳播延遲在-40℃至100℃間的變化通常是+0.2 ns /℃,如圖6所示。


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圖6  傳播延遲與TA


采用P溝道MOSFET作為上拉與雙極性晶體管相比,有兩個(gè)優(yōu)點(diǎn):第一,低 RDS(ON)可實(shí)現(xiàn)最小的內(nèi)部電壓降,為給定的VCC-VEE提供較大的接通電壓。其次,開關(guān)延遲比多級(jí)PNP晶體管小。圖7是FOD3120的壓降曲線。


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圖7  輸出高壓降與TA 


門驅(qū)動(dòng) CMTI(或噪聲抑制)性能


光隔離MOSFET和IGBT驅(qū)動(dòng)器可提供在負(fù)載的高壓和應(yīng)用控制邏輯之間的安全絕緣和噪聲隔離。FOD31xx系列的共面結(jié)構(gòu)提供高電介質(zhì)隔離和低輸入至輸出電容,優(yōu)化了安全性和最小化了噪聲耦合。該封裝結(jié)構(gòu)使其安全性符合美國和歐洲標(biāo)準(zhǔn),工作電壓超過800 V 。


由負(fù)載開關(guān)產(chǎn)生的電氣噪聲引起的干擾通過共面光耦合技術(shù)受阻,并且特殊的電一一光屏蔽進(jìn)一步減少了開關(guān)瞬變至柵極驅(qū)動(dòng)器有源電路間的電容耦合。


一個(gè)典型的240 VAC交流電源轉(zhuǎn)換器可產(chǎn)生800 V的開關(guān)瞬變,壓擺率大于6kV/ μs 。這樣巨大的瞬變會(huì)在輸入和輸出之間產(chǎn)生一個(gè)3 mA的峰值電流(當(dāng)應(yīng)用于一個(gè)只有0.5 pF的CIo的隔離器件時(shí))參見圖8。


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圖8  CMTI LED關(guān)閉


圖8表明,電容耦合了耦合器輸入和輸出之間的噪聲電流。本例中,以耦合器的輸出地(GND2)為參考,共模瞬變出現(xiàn)一個(gè)負(fù)電壓擺幅。該瞬變將電流從耦合器的輸出引至輸入。封裝電容CO,在輸入和輸出之間提供主導(dǎo)耦合阻抗。LED關(guān)閉,因此柵極輸出處于低電平狀態(tài)。如果從放大器的輸入端引出足夠的共模電流icM光放大器將開啟。這種噪聲電流icM相當(dāng)小,因?yàn)樘厥獾墓材F帘巫柚沽穗妶?chǎng)變化效應(yīng)。這種屏蔽導(dǎo)致有效的共模電容耦合低于50 fF。這種共模屏蔽可最小化光放大器的耦合輸入或輸出。因此,F(xiàn)OD31xx系列抑制了峰值振幅為1.5 kV和壓擺率超過15 kV / μs 的正/負(fù)共模瞬變。


以下總結(jié)了FOD31xx系列共模瞬變( CMT )的影響:


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輸入共模瞬態(tài)抑制性


圖9和圖10表明,半橋或“ H ”橋式圖騰柱配置采用兩個(gè)功率 MOSFET 。圖9表示下橋開關(guān),而圖10表示上橋開關(guān)。觸發(fā)操作前,一端是打開的,另一端是關(guān)閉的。一旦開關(guān)觸發(fā)操作發(fā)生,兩個(gè)開關(guān)都禁用,形成關(guān)閉駐留或“死區(qū)”時(shí)間。


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圖9  下橋打開、上橋關(guān)閉、負(fù)CMT 


圖9表示下橋IGBT所產(chǎn)生的CMT導(dǎo)通。


這種載荷開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生負(fù)dv/dt,如H橋式的兩個(gè)開關(guān)。在這種開關(guān)動(dòng)作中沒有載荷直通電流發(fā)生尤為重要。請(qǐng)注意,輸入LED通常是串聯(lián)轉(zhuǎn)換連接。如果上橋門驅(qū)動(dòng)器瞬時(shí)接通下橋開關(guān)開啟,可能導(dǎo)致直通故障。圖10表示CMT引出電流流入上橋LED 。


LED電流的幅度取決于:CMT的 dv / dt 、組件的輸入-輸出寄生電容以及LED周圍阻抗。這些阻抗包括:LED電流設(shè)置電阻R2和驅(qū)動(dòng)LEDT1時(shí)的CCE


逆變器用于產(chǎn)生240 VAC電源,可產(chǎn)生脈沖寬度大約為100 ns 、3 mApk的LED電流。該脈寬足以激活上橋驅(qū)動(dòng)器并導(dǎo)致直通故障。通過減少LED周圍的斷態(tài)阻抗可以最大限度地減少該故障的敏感度。這些較低的阻抗為﹣ dv / dt開關(guān)動(dòng)作造成的CMT電流提供備選路徑。如圖9所示,- dv / dt開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生CMT ,也可通過下橋 IGBT 驅(qū)動(dòng)器看到。此瞬態(tài)嘗試引出電流流入下橋LED。此瞬態(tài)效應(yīng)最小。LED已經(jīng)開啟,迫使更多的LED電流僅獲得正確的下橋開關(guān)動(dòng)作,并且,增量CMT電流通過晶體管T2并聯(lián)至GND1。


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圖10  正 dv / dt ﹣高端開關(guān)導(dǎo)通


當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通時(shí)將產(chǎn)生正dv / dt 。圖10表明,該+ dv / dt 的效果是:關(guān)閉低端開關(guān)。正CMT能夠引出電流流入低端驅(qū)動(dòng)器內(nèi)的 OFF LED 。如果 dv / dt足夠大,該CMT立即迫使低端IGBT驅(qū)動(dòng)器導(dǎo)通。該正CMT也可以通過高端開關(guān)看到。該dv / dt通常有助于保持高端驅(qū)動(dòng)器導(dǎo)通。


LED并聯(lián)驅(qū)動(dòng)器最小化開關(guān)CMT 


當(dāng)圖騰柱半橋電流應(yīng)用中采用FOD31xx驅(qū)動(dòng)器時(shí),CMTI是必要的。在正常電路工作期間,開關(guān)瞬變至關(guān)重要,不會(huì)導(dǎo)致關(guān)閉的柵極驅(qū)動(dòng)器轉(zhuǎn)為導(dǎo)通狀態(tài)。這種由于半橋式圖騰柱操作自誘式導(dǎo)通,需要LET聯(lián)驅(qū)動(dòng)器改善抗噪聲能力。


在上個(gè)例子中,LED三以串聯(lián)方式與驅(qū)動(dòng)器配置連接。CMT能通過封裝吸收或灌入電流CIO ,導(dǎo)致OFF LED導(dǎo)通。常關(guān)LED在關(guān)閉狀態(tài)提供相對(duì)較高的阻抗。這種潛在問題,可以通過減小LED關(guān)閉狀態(tài)阻抗來消除。當(dāng)LED關(guān)斷時(shí),通過在LED周圍提供低阻抗并聯(lián)路徑來解決該問題。圖11說明了并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器電路。


并聯(lián) LED 驅(qū)動(dòng)器


為了提高抗噪聲能力,可采用并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器。并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器的優(yōu)勢(shì)如下:


1)在半橋驅(qū)動(dòng)器中改善 CMTI 


2)通過封裝電容耦合的負(fù)載dv / dt ,被耦合至低阻抗(要么導(dǎo)通LED ,要么導(dǎo)通BJT或邏輯門的導(dǎo)通電阻)中。


缺點(diǎn)是效率最低(例如,當(dāng)LED導(dǎo)通或開啟時(shí)需要消耗功率)。


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圖11  并聯(lián) LED 驅(qū)動(dòng)器的FOD3182


當(dāng) LED 與驅(qū)動(dòng)器開關(guān)并聯(lián)時(shí),將產(chǎn)生電流分流驅(qū)動(dòng)。圖11采用開路漏極邏輯門U1,作為驅(qū)動(dòng)器:


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外部或自產(chǎn)生的共模和正常模式噪聲可以導(dǎo)致操作故障。最小化控制邏輯和功率半導(dǎo)體之間的耦合電容,大大減小了共模噪聲瞬態(tài)轉(zhuǎn)換為正常模式噪聲脈沖。在驅(qū)動(dòng)點(diǎn)采用低的、平衡阻抗來改善抗噪聲能力??刂乒β蔒OSFET采用電流隔離驅(qū)動(dòng)器最小化共模的噪聲耦合。FOD31xx系列MOSFET驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部屏蔽最小化驅(qū)動(dòng)器CMTI。采用并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器最大化輸入網(wǎng)絡(luò)的CMTI,減少了共模噪聲脈沖轉(zhuǎn)換為正常模式LED驅(qū)動(dòng)信號(hào)的危險(xiǎn)。


如何計(jì)算FOD3120功率МOSFET / IGBT柵極驅(qū)動(dòng)光電耦合器的最大開關(guān)頻率


為了計(jì)算FOD3120的最大開關(guān)頻率,采用表1中的變量。


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分析


計(jì)算最大開關(guān)頻率的第一個(gè)步驟是確定在最大工作日結(jié)溫125℃和環(huán)境溫度100C時(shí),F(xiàn)OD3120輸出驅(qū)動(dòng)器MOSFET的最大功耗。前一節(jié)說明了基于FOD3120穩(wěn)態(tài)熱阻,在TA =100℃時(shí),最大功率是210 mW 。


輸出IC的最大功率是穩(wěn)態(tài)IC功率與輸出功率MOSFET晶體管功耗之和。精確關(guān)系如下式(1):


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輸出晶體管的最大允許功耗POUT,是最大 IC 功率PIC與靜態(tài)IC 功率PSTATIC的差。


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在環(huán)境溫度100 ℃時(shí),輸出晶體管耗散的穩(wěn)態(tài)功率為96 mW 。輸出功率耗散在輸出 P 溝道和 N 溝道晶體管的漏極至源極的串聯(lián)電阻 RDS ( ON )上。


輸出功率公式如下:


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圖12  FOD3120-MOSFET接口


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圖13  等效電流FOD3120-MOSFET接口


圖12顯示的是,F(xiàn)OD3120和N溝道功率MOSFET之匯作間的互連。圖13提供了用于計(jì)算FOD3120輸出功率的力器等效電路。P溝道晶體管建模為帶有3.5Ω的串聯(lián)電阻的開關(guān)。FQA9N90C_F109的輸入建模為串聯(lián) RC 電路。電路元件是柵極至源極電容2730 pF 、與25Ω等效力率串聯(lián)電阻(ESR)串聯(lián)。


下面將討論RMS在輸出晶體管上的功耗,給出MOSFET柵極充電和放電電流,以及FOD3120晶體管RDS(ON)的電壓降。


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圖14  FOD3120輸出電流和電壓


圖14顯示的是,當(dāng)FOD3120驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的柵極時(shí),輸出電流的波形。再看一下圖13,當(dāng)開關(guān)連接至串聯(lián)電阻RGS、 RDS ( ON)和輸入電容 CGS 時(shí),初始充電轉(zhuǎn)換如圖所示。當(dāng)開關(guān)打開,電流上升至峰值Vcc / rGS。充電電流呈指數(shù)下降由CGS、電阻RGS和RDS(ON)確定。


假設(shè):


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圖15  FOD3120輸出電流


FOD3120的MOSFET峰值功耗由峰值電流和指數(shù)的延遲時(shí)間(t)確定,其中:


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在輸出處的結(jié)溫增加是熱阻和輸出驅(qū)動(dòng)器的RMS功率產(chǎn)品。在等式(7)中給出計(jì)算RMS功率的等式。變量p,是功率脈沖平均期間的時(shí)長(zhǎng)。圖14說明在每個(gè)LED轉(zhuǎn)換時(shí),都存在驅(qū)動(dòng)電流脈沖。工作頻率定義為1/(2 x p )。該定義通過平衡分析:


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利用等式(8)的初等微積分,求解等式(7), RDS = RDS(ON) 的定積分:


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借助數(shù)學(xué)CAD?,利用幾何方法求解等式。


假設(shè):


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圖16  輸出功耗(W)與工作頻率(KHZ)


圖16表示,在驅(qū)動(dòng)輸出功耗96 mW的FQA9N90C_F109時(shí),容許的最大工作頻率低于20 kHz 。主要的限制因素是最壞情況下的技術(shù)規(guī)格﹣輸出驅(qū)動(dòng)器的 RDS ( ON )。


如果部件的最大 RDS ( ON )被指定為:當(dāng)工作條件 Io圖17為1 A 時(shí),其值接近典型值1.0Ω,結(jié)果可能如所示。


假設(shè):


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圖17  輸出功耗( W )與工作頻率( kHz )


圖17說明,如果 RDS(ON) 等于1.0Ω;在100℃和 Vcc =30 V 時(shí)驅(qū)動(dòng)FQA9N90C_F109 MOSFET ,開關(guān)頻率可能為150 kHZ 。


結(jié)論


本應(yīng)用指南重點(diǎn)介紹了隔離門驅(qū)動(dòng)電路的可靠性和性能優(yōu)化的一些方法。采用通用的公式計(jì)算柵極充電傳輸功率,該功率供應(yīng)給驅(qū)動(dòng)MOSFET(FQA9N90C_F109)。然而,該分析并沒有描述驅(qū)動(dòng)器IC內(nèi)的功耗。利用等式(8)計(jì)算FOD3120的輸出功率MOSFET的功耗,是RDS(ON)、 Vcc 、驅(qū)動(dòng)МOSFET的柵極電容和柵極等效串聯(lián)電阻(ESR)的函數(shù)。


來源:onsemi



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