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低電感ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)集成新型950V IGBT和二極管技術(shù),滿足光伏應(yīng)用的需求

發(fā)布時(shí)間:2023-01-16 來源:Infineon 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術(shù)。950V IGBT結(jié)構(gòu)基于微溝槽理念,與典型1200V技術(shù)相比,新型950V IGBT和二極管的靜態(tài)損耗和/或開關(guān)損耗顯著降低。通過分析應(yīng)用需求與功率模塊設(shè)計(jì)的相互作用,本文確定了功率模塊的應(yīng)用結(jié)果和優(yōu)化路徑。得益于經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)和采用950V技術(shù),近期推出的無基板Easy3B解決方案實(shí)現(xiàn)了全集成1500V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的額定電流達(dá)到400A,而雜散電感低至僅15nH。


1.引言


提升開關(guān)速度、提高開關(guān)頻率和增大功率密度是目前現(xiàn)代功率半導(dǎo)體器件主要的發(fā)展方向。特別是在光伏逆變器領(lǐng)域,開關(guān)速度、開關(guān)頻率和功率密度是提高逆變器性能的三個(gè)重要杠桿。在變頻器等其他應(yīng)用中,應(yīng)用特定限制條件(比如,使用的電機(jī)和電纜)限制了開關(guān)斜率。相比之下,光伏應(yīng)用中沒有開關(guān)速度限制條件。在光伏應(yīng)用中,開關(guān)頻率越高,開關(guān)速度越快,功率濾波器元件數(shù)量要求可能設(shè)計(jì)得越小。因此,光伏逆變器中最先進(jìn)的開關(guān)器件應(yīng)滿足開關(guān)損耗極低的要求。


同時(shí),像采用三電平中性點(diǎn)鉗位型(NPC)或有源中性點(diǎn)鉗位型(ANPC)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的逆變器已經(jīng)廣泛地用于太陽能光伏應(yīng)用。我們甚至可以觀察到,為了提高系統(tǒng)功率密度和效率,逆變器采用五電平或多電平等更復(fù)雜拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的趨勢顯現(xiàn)。就光伏逆變器的阻斷電壓而言,典型工作電壓增加,這反過來要求提高開關(guān)元件的阻斷能力。盡管過去1100V光伏逆變器是主流產(chǎn)品,但市場上目前的產(chǎn)品和即將推出的光伏逆變器的額定電壓均達(dá)到1500V。我們來重點(diǎn)討論一下開關(guān)元件。由于650V IGBT和二極管是針對(duì)1100V逆變器母線電壓進(jìn)行優(yōu)化的,其阻斷能力不足以滿足1500V逆變器母線電壓的要求。這種情況下只能使用未經(jīng)優(yōu)化的1200V IGBT和二極管。當(dāng)然,價(jià)格更高的光伏逆變器可能使用SiC MOSFET,但實(shí)際上到目前為止,市場上尚未推出采用Si-IGBT的簡單解決方案。


本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術(shù)。我們將新型950V技術(shù)與最先進(jìn)的1200V器件進(jìn)行比較。結(jié)果表明,與1200V器件相比,使用新型950V器件有助于大幅降低動(dòng)態(tài)損耗和/或顯著改進(jìn)靜態(tài)性能。然后,本文簡要介紹了ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的進(jìn)一步使用和研究。接著,本文探討了功率模塊設(shè)計(jì)、布局和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需求之間的相互作用。顯然,必須采用經(jīng)優(yōu)化的設(shè)計(jì),只有這樣才能實(shí)現(xiàn)最優(yōu)性能。最后,本文介紹了一種適合1500V光伏逆變器的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其額定電流為400A。新推出的Easy3B模塊完全集成了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該低電感功率模塊設(shè)計(jì)配置了950V器件,采用了經(jīng)優(yōu)化的設(shè)計(jì)。在典型開關(guān)頻率(比如20kHz)條件下,該低電感功率模塊的輸出功率比標(biāo)準(zhǔn)硅基1200V技術(shù)高出25%-35%。


2.適用于光伏應(yīng)用的新型950V技術(shù)


新型950V IGBT技術(shù)基于微溝槽(MPT)設(shè)計(jì)。眾所周知,650V TRENCHSTOPTM 5和1200V TRENCHSTOP? 7 IGBT器件均采用了該設(shè)計(jì)[1,2,3]。[4]中提供了微溝槽設(shè)計(jì)的原理圖,并詳細(xì)說明了該設(shè)計(jì)的特點(diǎn)和優(yōu)化方式。由于采用可變接觸方案,開發(fā)出兩款具有不同性能的獨(dú)立器件:快速開關(guān)IGBT(S7)和優(yōu)化靜態(tài)損耗的IGBT(L7))。前者的靜態(tài)損耗處于中等水平,但動(dòng)態(tài)損耗大幅降低;后者靜態(tài)損耗較低。新型950V二極管基于現(xiàn)有650V RAPID技術(shù),具備良好的軟度和可靠的抗宇宙射線性能,并且動(dòng)態(tài)損耗較低。


圖1為650V、950V和1200V MPT技術(shù)的折衷曲線。圖中給出的所有損耗值均是在結(jié)溫(TJ)為150°C、額定電流和直流母線電壓(VDC)等于2/3阻斷電壓VCES的條件下測得。從圖中可以開出,650V MPT IGBT可以作為靜態(tài)損耗較高的極快開關(guān)器件(H5)以及靜態(tài)損耗優(yōu)化的器件(L5)。與1200V T4相比,1200V MPT IGBT(T7)的靜態(tài)損耗較低,并且動(dòng)態(tài)損耗處于中等水平。由于具備1200V阻斷能力,T7的動(dòng)態(tài)損耗幾乎是S5的8倍,但是兩者在額定電流(Inom)下的集電極-發(fā)射極電壓不相上下。因此,950V MPT技術(shù)縮小了這一性能差距。L7的動(dòng)態(tài)損耗幾乎比T7高約50%,但是L7的靜態(tài)損耗明顯更低。S7的動(dòng)態(tài)損耗僅為T7的三分之一,但S7的靜態(tài)損耗處于中等水平。


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圖1.650V、950V和1200V MPT IGBT技術(shù)權(quán)衡比較圖。圖中給出的靜態(tài)損耗和動(dòng)態(tài)損耗值均是在TJ=150°C和VDC=2/3?VCES條件下測得。另外,圖中給出了650V和1200V最先進(jìn)第四代IGBT器件的損耗值作為參考。


應(yīng)該注意的是,電流密度隨著阻斷電壓的增加而降低。L7和S7的電流密度比T7大50%左右。因此,如果功率模塊中使用的芯片面積相同,950V IGBT 的性能優(yōu)勢比1200V IGBT更加明顯。另外,將L7和S7與最先進(jìn)的1200V T4和650V E4進(jìn)行比較,結(jié)果表明該性能優(yōu)勢與采用MPT理念和技術(shù)直接相關(guān)。


接下來,我們重點(diǎn)比較L7、S7和T7。圖2顯示了L7、S7和T7的關(guān)斷和開通波形。關(guān)斷時(shí),S7的開關(guān)特性最硬,即開關(guān)斜率(dv/dt)最大且峰值電壓VCE,peak最高。值得注意的是,由于柵極驅(qū)動(dòng)單元固有絕緣能力制約,許多應(yīng)用建議將dv/dtmax限制在25kV/μs。再來看S7,VCE,peak和dv/dt接近各自的最大值,并且超過了上述典型應(yīng)用限值。L7和T7的表現(xiàn)十分軟,未達(dá)到臨界值。開通時(shí),所有器件的開關(guān)性能不相上下。如果柵極電阻(RG)進(jìn)一步降低,S7的開關(guān)損耗降低,dv/dt值增大。


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圖2.在VDC=600V和TJ=25°C條件下,當(dāng)IC=Inom和IC=0.1?Inom時(shí),L7、S7和T7的關(guān)斷波形(左側(cè))和開通波形(右側(cè))。表格包含特性參數(shù)。


圖3顯示了L7、S7和T7的動(dòng)態(tài)損耗之和,即左側(cè)的開通損耗EON和關(guān)斷損耗EOFF,以及右側(cè)950V RAPID二極管和1200V EC7的恢復(fù)損耗之和。比較在相同的芯片額定電流條件下進(jìn)行,即Inom=400A和VDC=750V。所示損耗是在集電極電流(IC)和二極管電流(IF)為175A的條件下測得。所使用的RG值是根據(jù)上述VCE,peak和dv/dtmax限值推導(dǎo)得出。


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圖3.當(dāng)VDC=750V和Inom=400A時(shí),IGBT(左側(cè))和二極管(右側(cè))的開關(guān)損耗。對(duì)于T7,開通和關(guān)斷時(shí)使用的最小RG為1.8Ω。根據(jù)典型應(yīng)用限值,L7使用RG,on=9Ω和RG,off=3Ω;L7使用RG,on=12Ω和RG,off=17Ω。


我們來看IGBT損耗。如果集電極電流最大為175A,S7的動(dòng)態(tài)損耗顯然比T7略低。L7的情況則有所不同:毫無疑問,L7的動(dòng)態(tài)損耗較大,這是因?yàn)長7為經(jīng)優(yōu)化的低靜態(tài)損耗器件。如果IC>175A,在TJ=150°C條件下,T7的動(dòng)態(tài)損耗低于S7。然而,應(yīng)該注意的是,L7和S7的設(shè)計(jì)電流密度高于T7。如果在相同的幾何芯片尺寸下比較所有器件,情況就會(huì)有所改變。如果集電極電流為175A,S7的動(dòng)態(tài)損耗比T7降低20%,但是S7的靜態(tài)損耗僅比T7高100mV。L7的動(dòng)態(tài)損耗基本不變,但是VCE再次下降。當(dāng)IC=175A時(shí),L7的靜態(tài)壓降比T7低300 mV。


對(duì)于二極管來說,情況要簡單得多。為了清楚起見,950V RAPID二極管和1200V EC7二極管分別與S7和T7一起運(yùn)行。950V RAPID二極管的損耗低于1200V EC7的損耗。此外,二極管損耗遠(yuǎn)低于IGBT損耗,但通常這一點(diǎn)在光伏應(yīng)用中并不重要。


3.ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究


在本節(jié)中,我們將研究ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其在功率模塊設(shè)計(jì)內(nèi)的相互作用。圖4顯示了光伏逆變器采用的典型ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。實(shí)驗(yàn)中使用了六個(gè)子系統(tǒng),每個(gè)子系統(tǒng)由一個(gè)IGBT(T1至T6)和一個(gè)反并聯(lián)二極管(D1至D6)組成。以對(duì)稱方式從DC+到N和從N到DC-施加VDC。在子系統(tǒng)1到子系統(tǒng)4中,所研究的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使用快速開關(guān)器件;在系統(tǒng)5和子系統(tǒng)6中,該ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使用低靜態(tài)損耗器件。參考文獻(xiàn)[5,6]全面地探討和解釋了ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和相關(guān)換流通路。


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圖4.子系統(tǒng)1至子系統(tǒng)4以及子系統(tǒng)5和子系統(tǒng)6中,ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分別采用快速開關(guān)器件和低靜態(tài)損耗器件的示意圖。實(shí)線和綠色虛線表示所研究的換流通路。


在有源功率運(yùn)行中,比如正輸出電壓和正輸出電流,圖4中實(shí)線和綠色虛線表示典型的換流通路。為了清楚起見,T1與D2換流,而T5連續(xù)處于開通狀態(tài)。因而,有源功率運(yùn)行的一個(gè)主要換流通路是在DC+和N和/或N和DC-之間。因此,應(yīng)該通過設(shè)計(jì)措施最大限度減少這些通路中的寄生電感,以確保優(yōu)化性能。


4.ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)


和功率模塊設(shè)計(jì)的相互作用


下面分析ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)性能與功率模塊設(shè)計(jì)的相互作用,如圖4所示。在本示例中,所有器件的最大阻斷電壓為650V。在任何情況下,分析結(jié)果均可以輕松地轉(zhuǎn)移到阻斷電壓更高(比如950V或1200V)的任何其他IGBT和二極管技術(shù)。


該方法分析了T1和D2的開關(guān)特性。本文將總雜散電感為50nH的典型功率模塊設(shè)計(jì)與Lσ,total=30nH的經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)進(jìn)行比較。為了清楚起見,設(shè)定Lσ,total=Lσ,setup+Lσ,module,其中Lσ,setup為設(shè)置雜散電感,Lσ,module為模塊雜散電感。如[7]中所述,雜散電感對(duì)器件性能有顯著的影響。在本研究中,主要影響是由于存在ΔLσ,module,因?yàn)長σ,setup未發(fā)生顯著變化。


除非另有說明,本節(jié)所有測量均在室溫下進(jìn)行,即TJ=25°C,VDC=300V。實(shí)驗(yàn)所用IGBT(S5)和二極管(EC3)的Inom分別為400A和225A。


圖5顯示了IC=150A時(shí)T1與Lσ,total的關(guān)斷波形。在兩個(gè)用例中,RG相同,因此器件的開關(guān)特性相似。由此可見,VCE的顯著差異與ΔLσ,module直接相關(guān)。然而,如果Lσ,total較低,則最大VCE為500V;如果Lσ,total較高,則會(huì)導(dǎo)致640V過電壓,接近器件的最大阻斷電壓。此外,較高Lσ,total與IC和VCE上更明顯的振蕩相關(guān)。


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圖5.在TJ=25°C,VDC=300V且IC=150A條件下,T1分別在Lσ,total=50nH(左側(cè))和Lσ,total=30nH(右側(cè))時(shí)的關(guān)斷波形。


圖6顯示了當(dāng)Lσ,total=50nH和Lσ,total=30nH時(shí),IGBT關(guān)斷期間VCE,peak與RG和IC的關(guān)系。Lσ,total,VCE,peak隨RG減小而增大,與Lσ,total和VCE,peak無關(guān)。如果RG較小且IC≥150A,則可以看到VCE,peak增加不明顯。這是由于電流跳變(snap-off)振蕩對(duì)開關(guān)特性的影響越來越大。因此,出現(xiàn)VCE,peak的位置從關(guān)斷過程中由器件決定的di/dt轉(zhuǎn)移到電流跳變區(qū)。如果RG較大,T1不再自關(guān)斷,并且IC與VCE,peak的關(guān)系也會(huì)再次改變。圖中明顯可以看出,如果Lσ,total較大,VCE,peak值也會(huì)較高。因此,如果未優(yōu)化Lσ,total,即降低到其最小值,必須限制IC,RG和/或VDC,以避免運(yùn)行過程中超過器件的最大阻斷能力。圖7中圖表證實(shí)了這些分析結(jié)果。圖中顯示了當(dāng)IC=200A(相當(dāng)于T1 Inom的50%)時(shí),VCE,peak與RG的關(guān)系。當(dāng)Lσ,total較高并且VDC=400V時(shí),RG必須限制到28Ω;如果Lσ,total較低,則沒有必要設(shè)定該限值。在VCE,peak條件下,T1可以在RG為10Ω或甚至更低情況下運(yùn)行。


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圖6.頂部:TJ=25°C和VDC=300V條件下,當(dāng)Lσ,total較高(左側(cè))和較低(右側(cè))時(shí),IGBT關(guān)斷期間T1的峰值電壓與RG和IC的關(guān)系。底部:TJ=25°C和VDC=300V條件下,當(dāng)Lσ,total較高(左側(cè))和較低(右側(cè))時(shí),二極管恢復(fù)期間D2的dv/dtmax與RG和IF的關(guān)系。


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圖7.在TJ=25°C,VDC=300V和400V以及IC=200A條件下,當(dāng)Lσ,total=50nH(左側(cè))和30nH(右側(cè))時(shí)VCE,peak與RG的關(guān)系。紅色線和橙色線分別表示VDC =300V和400V時(shí)最大允許VCE,peak。插圖:dv/dtmax與RG的關(guān)系。紅色線表示dv/dt為25kV/μs。


我們來分析開關(guān)斜率。圖7中插圖顯示了最大電壓斜率dv/dtmax與RG的關(guān)系。假設(shè)dv/dt為上文所述25kV/μs,Lσ,total較高和較低時(shí),關(guān)斷期間最小RG均限制到13Ω。


參照對(duì)T1的分析,本文也對(duì)D2進(jìn)行了類似分析。圖8顯示了IF=10A時(shí),二極管恢復(fù)波形與Lσ,total的關(guān)系。同樣,該分析中假設(shè)開關(guān)速度(即diF/dt)相同,因此IF和VF上的較大振蕩與Lσ,total的影響直接相關(guān)。電流較小時(shí),二極管開關(guān)速度達(dá)到最快。因此,這些工況下應(yīng)考慮過壓和dv/dt。


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圖8.在TJ=25°C,VDC=300V和IF=10A條件下,當(dāng)Lσ,total=50nH(左側(cè))和30nH(右側(cè))時(shí),D2的二極管恢復(fù)波形。


圖6說明了當(dāng)Lσ,total=50nH和30nH時(shí),D2的dv/dtmax與RG和IF的關(guān)系。明顯可以看出,RG和IF較低時(shí),dv/dtmax達(dá)到最高值。隨著RG和/或IF增大,dv/dtmax呈單調(diào)遞減趨勢。再來看Lσ,total,當(dāng)Lσ,total較高時(shí),dv/dtmax明顯增加。具體解釋如下:不存在寄生電感的情況下,二極管設(shè)計(jì)決定了由于給定di/dt條件下清除電荷過程而產(chǎn)生的電壓斜率。寄生電感的存在導(dǎo)致感應(yīng)電壓對(duì)開關(guān)斜率造成疊加影響。特別是對(duì)于快速開關(guān)二極管,較大di/dt在恢復(fù)峰值之后出現(xiàn),并導(dǎo)致額外的電壓增加。這反過來又加大了陡度,從而二極管處出現(xiàn)更高的dv/dtmax。應(yīng)該注意的是,這個(gè)結(jié)論只適用于二極管。對(duì)于換流通路中的IGBT,由于感應(yīng)電壓的符號(hào)反向,dv/dtmax值降低。


圖9再次顯示了RG與dv/dt的關(guān)系,具體顯示了當(dāng)IF=IC=10A時(shí),dv/dtmax與RG的關(guān)系。本圖表直觀地顯示了二極管反向恢復(fù)期間D2處的dv/dtmax以及IGBT開通期間T2處的dv/dtmax。當(dāng)Lσ,total較高且VDC=400V時(shí),RG必須限制到12Ω;如果Lσ,total較低,則沒有必要設(shè)定該限值。這意味著,D2和T1可以在RG為10Ω或甚至更低情況下運(yùn)行。如上文所述,當(dāng)Lσ,total較高時(shí),二極管的dv/dtmax與IGBT的dv/dtmax明顯差異較大。只有當(dāng)RG值大于50Ω時(shí),二極管和IGBT的dv/dtmax值相似。如果Lσ,total較低,當(dāng)RG為30Ω時(shí)就已經(jīng)達(dá)到dv/dtmax。圖9的插圖顯示了IF=10A和VDC分別為300V和400V條件下,D2的峰值電壓。在IGBT關(guān)斷期間也可以看到,當(dāng)Lσ,tota較低時(shí),Vdiode,peak降低。盡管這一影響十分顯著,并且Vdiode,peak降低了百分之幾十,RG的選擇不受此限制。因此,對(duì)于IGBT開通和二極管恢復(fù),僅dv/dtmax限制并決定RG的大小。


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圖9.在TJ=25°C,VDC=300V和400V以及IF=IC=10A條件下,當(dāng)Lσ,total=50nH(左側(cè))和30nH(右側(cè))時(shí)D2(二極管恢復(fù))和T1(IGBT開通)處dv/dtmax與RG的關(guān)系。紅色線表示最大dv/dt為25kV/μs。插圖:Vdiode,peak與RG的關(guān)系。


我們來總結(jié)這些分析結(jié)果:當(dāng)Lσ,total較高時(shí),IGBT關(guān)斷期間VCE,peak值較高,并且二極管恢復(fù)期間dv/dtmax值較高。因此,如果選用典型的功率模塊設(shè)計(jì)(與較高Lσ,total存在直接相關(guān)性),則必須在逆變器運(yùn)行期間增大RG,以避免器件和/或柵極驅(qū)動(dòng)單元遭到損壞。圖10直觀地顯示了這些結(jié)果。圖中顯示了經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)(Lσ,total=30nH)和典型功率模塊設(shè)計(jì)(Lσ,total=50nH)中,IGBT損耗(即,EOFF、EON和EREC之和)與IC和IF的關(guān)系。如上所述,RG取值確定如下:經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)的RG,on=10Ω,RG,off=13Ω;典型功率模塊設(shè)計(jì)的RG,on=12Ω,RG,off=28Ω。可以明顯看出,通過選用經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)和更低RG值,IGBT和二極管的開關(guān)損耗大幅降低。對(duì)于子系統(tǒng)(即IGBT和二極管的組合)來說,損耗可降低多達(dá)28%。


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圖10.在TJ=25°C和150°C條件下,經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)(Lσ,total=30nH)和典型功率模塊設(shè)計(jì)(Lσ,total=50nH)中T1和D2的開關(guān)損耗與IC和IF的關(guān)系。插圖:TJ=150°C時(shí),由于采用經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì),IGBT和二極管的損耗降低。


綜上所述,如果主要目的是實(shí)現(xiàn)最佳性能,則必須采用經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)。經(jīng)優(yōu)化設(shè)計(jì)的適用性更強(qiáng),支持運(yùn)行更高負(fù)載電流或通過減小RG提高開關(guān)速度。在該系統(tǒng)中,這有助于提高靈活性,并且可以降低系統(tǒng)的復(fù)雜性,比如,減少無源元件或電源濾波器數(shù)量。


5.適用于1500V光伏逆變器的


優(yōu)化功率模塊


根據(jù)前一部分的分析和結(jié)論,要想在最終系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)最佳性能,必須采用經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)。為此,我們按照以下步驟開發(fā)適用于1500V光伏逆變器的經(jīng)優(yōu)化功率模塊。


第一步,確定ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的主要換流通路,如圖4所示。


第二步,在平行板波導(dǎo)設(shè)計(jì)中,使電源端子位置相互靠近,以最大限度減少DC+和N之間以及N和DC-之間的雜散電感。DC+,N和DC-的位置如圖11所示。輸出端子設(shè)置在輸入端子對(duì)面,從而簡化PCB設(shè)計(jì)。


第三步,確定內(nèi)部布局,保證關(guān)鍵換流通路上襯底層僅存在非常小的換流回路。避免模塊襯底之間存在換流通路。


第四步,使用新型無基板Easy3B解決方案開發(fā)極低電感對(duì)稱式功率模塊。因此,盡管該模塊面積與兩個(gè)傳統(tǒng)Easy2B功率模塊的面積相同,其雜散電感僅為15nH。另外,與Easy1B和Easy2B相比,Easy3B解決方案的熱阻抗降低。


第五步,在該功率模塊中集成950V IGBT和二極管技術(shù)。從而,針對(duì)1500V光伏逆變器進(jìn)行優(yōu)化且額定電流為400A的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完成集成到單個(gè)功率模塊中。


使用圖4所示的1500V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)該功率模塊的性能進(jìn)行評(píng)估。T1至T4子系統(tǒng)和T5至T6子系統(tǒng)中分別選用S7和L7。T2和T3的Inom為200A,所有其他IGBT的Inom值為400A。對(duì)于二極管,本文分析了兩種主要應(yīng)用場景:在一種場景中,所有子系統(tǒng)均集成200A RAPID二極管;在第二種場景中,使用Inom=60A的1200V SiC肖特基二極管替代RAPID二極管D2和D3。同時(shí),將結(jié)合T7和EC7的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作為參考設(shè)計(jì),對(duì)有源功率換流通路進(jìn)行比較。在所有用例中,假定平均模塊溫度最多增加30K,這限制了該解決方案的適用性。


44.jpg

圖11.Easy3B解決方案,帶有基于950V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)引腳分配。


圖12顯示了在DC+和DC-端子之間施加1200V電壓時(shí),最大輸出電流Iout與開關(guān)頻率fSW的關(guān)系。實(shí)線表示參考設(shè)計(jì)以及上述兩個(gè)基于L7/S7場景的Iout。三種解決方案的額定電流相同。當(dāng)fSW極低時(shí),T7/EC7解決方案的Iout比兩種L7/S7解決方案高最多15%。當(dāng)fSW為高于20kHz的典型值,前者的Iout比后者高7%左右。值得一提的是,只有當(dāng)T7/EC7解決方案的功率密度明顯較低時(shí),才會(huì)實(shí)現(xiàn)上述Iout優(yōu)勢。如果功率密度相同,即L7、S7和RAPID二極管的芯片面積相同,情況就會(huì)改變。圖中虛線直觀地顯示了這一點(diǎn)。可以明顯看出,配置RAPID二極管的L7/S7解決方案和配置SiC二極管的L7/S7解決方案分別實(shí)現(xiàn)了Iout增加高達(dá)40%和75%。即使當(dāng)fSW處于0-40kHz范圍時(shí),Iout也比T7/EC7參考設(shè)計(jì)高出最少10%,最多26%。這些研究結(jié)果并不令人意外,因?yàn)門7和EC7針對(duì)通用變頻器進(jìn)行了優(yōu)化,因而開關(guān)頻率更低。因此,如果光伏應(yīng)用要求提高開關(guān)速度,那么L7和S7的優(yōu)勢就會(huì)顯現(xiàn)出來。


圖12中插圖顯示了達(dá)到對(duì)應(yīng)的最大Iout時(shí),系統(tǒng)效率與fSW的關(guān)系。所有解決方案的系統(tǒng)效率至少達(dá)到了99.2%。L7/S7解決方案的系統(tǒng)效率始終比基于T7的解決方案高出最少0.05%,最多0.3%。應(yīng)該注意的是,與Inom=400A(實(shí)線)的L7/S7解決方案相比,芯片尺寸更大的L7/S7解決方案(虛線)的系統(tǒng)效率略低,但I(xiàn)out明顯更高。盡管系統(tǒng)效率略低,但當(dāng)fSW=20kHz時(shí),Iout提高了25%至35%。


45.jpg

圖12.在相同熱邊界條件下,不同解決方案和功率密度不同時(shí)Iout與fSW的關(guān)系。插圖:在相應(yīng)的Iout條件下,不同解決方案和功率密度不同時(shí)系統(tǒng)效率與fSW的關(guān)系。


6.小結(jié)


本文介紹了新型950V IGBT和二極管及其固有設(shè)計(jì)方案,并將其與現(xiàn)有的1200V技術(shù)進(jìn)行了比較。已有的微溝槽設(shè)計(jì)支持開發(fā)優(yōu)化靜態(tài)損耗的IGBT(L7)和快速開關(guān)IGBT(S7)。與最先進(jìn)的1200V IGBT相比,新型950V技術(shù)的靜態(tài)損耗顯著降低,開關(guān)性能顯著提高,并且實(shí)現(xiàn)了更優(yōu)系統(tǒng)性能。


通過對(duì)功率模塊設(shè)計(jì)與ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相互作用的綜合分析,本文確定了關(guān)鍵換流通路和系統(tǒng)限制因素。分析結(jié)果表明,經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)顯著降低了總雜散電感,從而進(jìn)一步簡化了開關(guān)操作,使損耗大幅降低多達(dá)28%。


基于經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì),我們提出了額定電流為400A的全集成ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),適用于1500V光伏逆變器。新推出的Easy3B解決方案采用了該ANPC結(jié)構(gòu),使得模塊雜散電感低至僅15nH。這種功率模塊設(shè)計(jì)結(jié)合新推出的950V IGBT為光伏逆變器提供了兩種可選方案。一方面,如果更換給定的1200V IGBT,則可以在大幅減小芯片面積的同時(shí)實(shí)現(xiàn)相同的輸出功率。另一方面,如果采用相同的芯片面積,則輸出電流可增加25%至75%。


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來源:Infineon



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