【導(dǎo)讀】之前我們介紹過快速設(shè)計由 NCP1623 驅(qū)動的 CrM/DCM PFC 級的關(guān)鍵步驟中的定義關(guān)鍵規(guī)格與功率級設(shè)計。本文將詳細(xì)說明IC控制電路設(shè)計中的細(xì)節(jié):FB引腳電路、VCTRL 引腳電路、CS/ZCD 引腳電路、CSZCD電阻器設(shè)計等內(nèi)容。
步驟 3:IC 控制電路設(shè)計
如圖 1 所示,反饋配置包括:
● 一個電阻分壓器,用于降低體電壓,以向 FB 引腳提供反饋信號。出于安全考慮,分壓器的上層電阻通常由兩個或三個電阻構(gòu)成。否則,RFB1 的任何意外短接都會將輸出高電壓施加到控制器上并將其破壞。
● 一個濾波電容器,通常置于 FB 引腳與接地之間,以防開關(guān)噪聲令反饋信號失真。通常使用的是 1?nF 電容。一般來說,與線路電阻相比,它與反饋電阻形成的極點(diǎn)必須保持在非常高的頻率上。實(shí)際上,
(公式18)
通常會得到較好的結(jié)果。
圖 1:系統(tǒng)板的電路圖
● 一個 2 型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。該電路由兩個電容和一個電阻構(gòu)成,用于設(shè)置交越頻率和環(huán)路特性。
A 版本 (NCP1623A) 具有輸入電壓跟隨升壓(follower boost)功能。該技術(shù)涉及到降低輸出電壓,以優(yōu)化 PFC 級效率并顯著壓縮其尺寸和成本。特別地,它可以顯著降低升壓電感和 MOSFET 損耗。由于輸出電壓必須要高于線路電壓,因此只有在低壓下輸出電壓才會降低,而在高壓條件下,輸出電壓將調(diào)節(jié)至默認(rèn)標(biāo)稱電壓(Vout,nom 通常設(shè)置為 400V 左右)。實(shí)際上,NCP1623A 通過反饋引腳控制這一 2 級輸入電壓跟隨升壓(follower boost)操作,而反饋引腳會拉動僅在低壓下啟用的電流 IFB(LL)(通常為 25 μA)。
如數(shù)據(jù)表中所述,這將產(chǎn)生以下調(diào)節(jié)電壓:
● 高壓線輸出電壓 Vout,HL = Vout,nom:
(公式19)
● 低壓線輸出電壓 Vout,LL:
(公式20)
根據(jù)應(yīng)用中高低壓線的輸出電壓規(guī)格,反饋電阻值可通過下式獲得:
● 上層反饋電阻 RFB1
(公式21)
● 下層反饋電阻 RFB2
(公式22)
選擇RFB1和RFB2后,F(xiàn)B引腳的相關(guān)功能在我們的應(yīng)用中將定義如下:
● 反饋電阻比 KFB:
(公式23)
● 輸入電壓跟隨升壓(follower boost)失調(diào)電壓 VOFF(LL):
(公式24)
● 高壓下的 DRE 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式25)
進(jìn)入:2.5 · 95.5% · 157 ≈ 375 V
退出:2.5 · 97.5% · 157 ≈ 383 V
● 低壓下的 DRE 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式26)
進(jìn)入:2.5 · 95.5% · 157 ? 140 ≈ 235 V
退出:2.5 · 97.5% · 157 ? 140 ≈ 243 V
● 高壓下的 SOVP 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式27)
進(jìn)入:2.5 V · 105% · 157 ≈ 412 V
退出:2.5 V · 103% · 157 ≈ 404 V
● 低壓下的 SOVP 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式28)
進(jìn)入:2.5 V · 110% · 157 ? 140 ≈ 292 V
退出:2.5 V · 108% · 157 ? 140 ≈ 284 V
● 高壓下的 FOVP 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式29)
進(jìn)入:2.5 V · 107% · 157 ≈ 420 V
● 低壓下的 FOVP 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式30)
進(jìn)入:2.5 V · 114% · 157 ? 140 ≈ 307 V
退出:2.5 V · 112% · 157 ? 140 ≈ 300 V
● 高壓下的 UVP 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式31)
進(jìn)入:0.3 V · 157 ≈ 47 V
● 低壓下的 UVP 進(jìn)入/退出 VOUT :
(公式32)
進(jìn)入:1.2 V · 157 ? 140 ≈ 48 V
退出:1.3 V · 157? 140 ≈ 64 V
VCTRL引腳電路
為了找到“控制到輸出”傳遞函數(shù),輸出電壓將用輸出電流和輸出阻抗的乘積來定義。使用公式 2 并假設(shè)效率為 100%,輸出電流由下式給出:
(公式33)
基于以下公式,輸出電壓與輸出電流的偏微分等效于輸出負(fù)載電阻 Rload:
(公式34)
因此,輸出阻抗中可以包括 δiout / δvout,而總輸出阻抗為:
(公式35)
控制電壓與輸出電流的偏微分為:
(公式36)
因此,“控制到輸出”傳遞函數(shù)的定義如下:
(公式37)
其中,在 A 版本中,Ton.max 在低壓下為 12.5 μs,在高壓下為 5 μs,而 G0 為靜態(tài)增益。
通過 FB 電阻網(wǎng)絡(luò)比、OTA 跨導(dǎo)和 VCTRL 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)獲得“輸出到控制”傳遞函數(shù),如下所示:
(公式38)
其中 ictrl 是 OTA 輸出電流,而 zctrl(s) 是 VCTRL 補(bǔ)償電路阻抗。
OTA 輸出電流定義如下:
(公式39)
其中 GEA 是 OTA 跨導(dǎo)增益,而 Vout 是直流輸出電壓。
使用公式 38 和公式 39,“控制到輸出”傳遞函數(shù)可通過下式獲得:
(公式40)
其中 R0 = Vout / (VREF · GEA),而補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路是 CZ、RZ 和 CP ( << CZ ),如圖 2 所示。
圖 2:FB 和 VCTRL 電路
公式 37 中的極點(diǎn)和公式 40 中的零點(diǎn)位置相近,交越頻率 fC 位于公式 40 中零點(diǎn)和第二極點(diǎn)之間。相位裕量 m(弧度)由 CP 調(diào)整。由此,我們得到以下公式:
● 反饋零電容 CZ:
(公式41)
● 反饋零電阻 RZ:
(公式42)
● 反饋極點(diǎn)電容 CP:
(公式43)
負(fù)載電阻 Rload 通過下式計算:
(公式44)
交越頻率 fC 應(yīng)高于 PFC 升壓級極點(diǎn) fP:
(公式45)
最高交越頻率的條件是相位裕量的最壞情況,其中線路電壓為高值,以增大“控制到輸出”傳遞函數(shù)的帶寬。如果應(yīng)用中的目標(biāo)是 25?Hz 的交越頻率和 60° 的相位裕量(π/3 弧度),則采用的是:
(公式46)
CS/ZCD引腳電路
如果電流檢測電阻兩端的電壓超過 0.5 V,電路就會檢測到過流情況。因此:
(公式47)
將公式 6 中的結(jié)果合并,得到:
(公式48)
在實(shí)際情況中,將選擇 0.12Ω 電阻以保持一定的裕量。RSENSE 損耗可使用公式 10 進(jìn)行計算(用 RSENSE 取代 RDS(on)),由此得到 MOSFET 導(dǎo)通損耗:
(公式49)
可以看到,0.12Ω 的電流檢測電阻在滿載、低壓條件下將消耗約 124 mW。
圖 3:ZCD 漏極感測
基于漏極感測的 ZCD 電路如圖 3 所示。漏電壓由 CS 電阻網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行感測,并由 KCS 按比例降低:
(公式50)
其中 KCS 為 133,而 RCS2 一般為 22 k。
RCS1 和 RCS2的值必須選擇高值,以免在待機(jī)期間的功耗過高。在待機(jī)期間沒有開關(guān),RCS1 與 RCS2 串聯(lián)的電壓為恒定電壓,等于 Vmains,rms · √2。待機(jī)功耗由下式給出:
(公式51)
NCP1623 在 CS/ZCD 引腳上集成了前沿消隱,從而免除了濾波電容器。CS/ZCD 電路中不允許有電容器,因?yàn)檫@會造成 CS/ZCD 信號失真,從而導(dǎo)致錯誤或無法進(jìn)行 ZCD 檢測。使用示波器探針來探測 CS/ZCD 信號時必須要小心,因?yàn)槭静ㄆ魈结樛ǔ黾?10?pF 的電容。
在升壓轉(zhuǎn)換器中,升壓電感器一個引腳的平均漏電壓等于升壓電感器另一個引腳上的 Vin 電壓,這是因?yàn)椋喝绻雎噪姼衅鞯拇?lián)電阻,電感器兩端的平均電壓降在伏秒平衡中為零伏特。因此,要計算 VCS/ZCD 的平均值來獲得輸入電壓信息。
平均 VCS/ZCD、VSNS 被用在 ZCD、線路檢測、OVP2(僅限 C 版本)和掉電檢測(在 A 和 C 版本中禁用)中,如下所示:
● 線路檢測閾值:
(公式52)
(公式53)
● OVP2 閾值(僅限 C 版本):
(公式54)
● 掉電閾值(在 A 和 C 版本中禁用):
(公式55)
(公式56)
圖 4:輔助ZCD 繞組感測
可以使用圖 4 所示的電路圖來生成 CS/ZCD 引腳的信號。借助輔助繞組電壓電容 CAUX、 RAUX 和 DAUX,可以在 DAUX 的陰極生成一個電壓,其大小為功率 MOSFET 漏電壓乘以輔助 (NAUX) 與初級 (NPRI) 變壓器匝數(shù)比之積。之前所述的參數(shù) KCS 現(xiàn)在定義如下:
(公式57)
其中 KCS 為 133,NPRI/NAUX 為 10,而 RCS2 一般為 62 kΩ。
通過這種方法可以傳遞較低的電壓,并且低 RCS1 值也降低了對寄生電容的靈敏度。
該電路的另一個優(yōu)點(diǎn)是在待機(jī)期間沒有電流消耗(沒有開關(guān)活動,因此也就沒有 Vaux 電壓)。
必須提請注意的是,激活了掉電功能的產(chǎn)品版本無法使用此電路。當(dāng)功率 MOSFET 漏電壓用于 ZCD 時,其他所有情況均與所述的完全相同。
CSZCD電阻器設(shè)計指南
當(dāng) RCS電阻橋在漏極感測電路(如圖 3)處的總電阻位于 M 范圍內(nèi)時,它對低至幾百 fF 的寄生電容非常敏感。寄生電容可以是從 RCS電阻器節(jié)點(diǎn)到 GND 或功率 MOSFET 漏極。這些寄生電容效應(yīng)可導(dǎo)致永久性錯誤故障檢測事件:OCP、OVS 或 OVP2 的觸發(fā),從而使控制器無法正常運(yùn)行。
避免寄生電容效應(yīng)的一種簡單方法是減小電阻器的值,同時讓分頻比 KCS保持在 133 左右。降低 CS/ZCD 橋電阻值 (RCS1 + RCS2 ) 是以高待機(jī)功耗為代價的。
如果圖 3 中的 RCS1a + RCS1b + RCS1c 應(yīng)高于 5M,建議在漏極側(cè)設(shè)置一個 500?V SMD 高值電阻器(如 RCS1a = 5.1 M),并串聯(lián)兩個低值 200?V SMT 電阻器(如 RCS1b = RCS1c= 240 k)。這是為了避免連接到 GND 的電阻器間電容在 FET 導(dǎo)通周期之前難以放電。根據(jù)經(jīng)驗(yàn),不建議使用 3 個等值電阻器來平衡漏電壓。
測試臺上的實(shí)驗(yàn)已證明,SMD1206 和 0805 在寄生電容方面要優(yōu)于槽孔電阻器。
RCS1 和 RCS2 必須盡可能靠近 CS/ZCD 引腳。連接 RCS 電阻器的 PCB 走線必須盡可能短,且走線的寬度要盡可能小(最小寄生電容)。最好在 RCS 電阻器和 DRV、VIN、VDRAIN 銅走線之間保持 1 cm 的安全距離,以避免耦合。
布局和抗擾度注意事項(xiàng)
NCP1623 對噪聲不是特別敏感。
不過,常規(guī)的電源設(shè)計布局規(guī)則還是適用的。提請注意以下幾點(diǎn):
● 必須最大程度降低功率傳輸回路的環(huán)路面積。
● 電源接地(用于提供電流回路路徑)的星形配置。
● 電路接地的星形配置。
● 電路接地和電源接地應(yīng)通過一條單獨(dú)的路徑進(jìn)行連接,不允許有環(huán)路。
● 該路徑最好滿足以下條件:在非常靠近電流檢測電阻 (RSENSE) 的接地端子的位置將電路接地連接到電源接地。
● 應(yīng)在電路 VCC 和 GND 引腳之間放置一個 100 或 220?nF 的電容,并確保連接長度最小。
● RCS 電阻器必須盡可能靠近 CS/ZCD 引腳,且必須避免與 GND 或任何其他信號有電容耦合。
● 建議在 FB 引腳上放置一個濾波電容器,以保護(hù)引腳免受周圍噪聲的影響。不過,該電容必須要很小,不能讓 FB 引腳檢測到的電壓出現(xiàn)失真。
總結(jié)
表 1:主要公式
表 1.主要公式(續(xù))
圖 5:100W 設(shè)計的系統(tǒng)電路圖
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