中心議題：

• 熱插拔電路保護
• 熱插拔斷路器故障
• 熱插拔系統(tǒng)的TVS二極管
• TVS的選擇程序

本文探討了在線卡輸入端使用TVS二極管鉗位的理由。作者利用典型系統(tǒng)的實驗測量得出的瞬態(tài)電壓波形為基礎研究提供了關鍵參數(shù)，并介紹了選擇系統(tǒng)保護元件的主要步驟。

熱插拔電路保護

下一代高性能刀片服務器、數(shù)據中心、存儲和通信基礎設施系統(tǒng)使用的電源系統(tǒng)讓人們感覺到一種需求——對速度的需求！具體來說，不斷提高的處理器時鐘速率和數(shù)據吞吐量的長期趨勢顯而易見。除非全球對高帶寬數(shù)據的貪婪需求有所改變，這種趨勢很可能一直繼續(xù)下去。不幸的是，這些系統(tǒng)所消耗的功率高得驚人，而冷卻這些系統(tǒng)的成本又在迅速攀升。因此，重點在于系統(tǒng)和設施級別的能源監(jiān)測和節(jié)能。此外，當務之急是必須了解系統(tǒng)背板、線卡連接器以及線卡本身的電氣應力，以確保最高的可靠性并保持這些系統(tǒng)的連續(xù)正常運行時間。

為此，熱插拔控制器曾被斷言是為分布式電源系統(tǒng)提供非常可行的系統(tǒng)保護和電氣管理的首選方法，特別是可以滿足服務器市場的嚴格要求。這類應用的熱插拔控制器的特點一般包括：帶電板插入和拔出的安全控制（浪涌電流控制）、故障監(jiān)測診斷和保護、精確的電氣（電壓、電流、功率）和環(huán)境（溫度）參數(shù)測量，以提供模擬或數(shù)字域的實時系統(tǒng)遙測。特別是，如果一個服務器機架上的一個線卡發(fā)生故障，該故障應與該特定線卡相隔離，這樣既不影響系統(tǒng)背板，也不影響由帶電背板供電的其他線卡。通常情況下，熱插拔控制器連接到以下器件：
• 與電源路徑串聯(lián)、用于啟動開/關功能的通路MOSFET
• 檢測電流的低阻值分流器

圖1顯示了一個典型服務器系統(tǒng)的線卡接口和熱插拔電路原理圖，它代表了隨后討論中的模板。我們在此并不討論邊緣卡到背板連接器和熱插拔電路下游元件的詳細描述。圖1所示的熱插拔控制器是專門為服務器和數(shù)據中心應用的電源而優(yōu)化的。

圖1 典型的熱插拔電路配置

熱插拔斷路器故障

從本質上講，當檢測到故障和電流中斷期間的電流轉換率可能達到100A/μs或以上時，圖1中的通路MOSFET Q1將迅速被熱插拔控制器關閉。不過，輸入功率路徑的電源軌總線結構難免出現(xiàn)寄生電感（與電源母線的長度和固有環(huán)路面積有關）。儲存在該電感的能量將轉移到電路中的其他元件，以產生過壓動態(tài)行為。該動態(tài)最準確地表現(xiàn)為從寄生電感到有效電路電容的能量共振轉移，它是隨電路中的固有電阻（寄生或以其他方式）提供的阻尼而出現(xiàn)的。這遵循了法拉第定律的典型感性負載電壓過沖，它建立的一個常常被忽視的潛在損壞性電壓瞬變仍會在系統(tǒng)上危及熱插拔MOSFET、熱插拔控制器和下游電路的可靠性。

由于在檢測到故障之前允許建立起盡可能高的電流，圖1中電路的輸出兩端直接拉低的零阻抗短路尤其麻煩。在短路故障響應時間之后，通路MOSFET最終是由“斷路器”故障條件下的熱插拔控制器命令關閉的，同時正向電流迅速被中斷。

我們總需要一個電壓鉗位來限制過壓幅值。當MOSFET關斷時，寄生能量必須倒入鉗位電路。非鉗位的過壓峰值近似值可以用下式計算：

式中IP是電路中斷之前的輸入電流，ZO是等效LC電路的特性阻抗?？梢赃@樣說，雖然本地輸入旁路電容Cin因可降低ZO而有一定好處，但它通常不利于電容器的可靠性，因為實際上很少有電流脈沖對插入/熱插拔卡上的Cin充電。由于電容器的位置在熱插拔電路之前，因此它所代表的是對系統(tǒng)級可靠性的關注，且通常未被安裝。

熱插拔系統(tǒng)的TVS二極管

為了防止在這些條件下?lián)p壞脆弱的下游元件，分流保護配置中從VIN至GND處連接了響應速度快的單向TVS（瞬態(tài)電壓抑制）硅二極管，如圖1所示。TVS二極管類似于齊納二極管，但優(yōu)化了片芯元件（die element）面積和鍵合（bonding），可應付在雪崩擊穿（ABD）期間出現(xiàn)的大浪涌電流和峰值功耗。這些器件的電氣測試和篩選因目標應用的差別而不同。

在熱插拔應用中，TVS主要用作需要被中斷的差模電流的接地分流路徑。[page]
這類熱插拔應用中的邊界限制TVS由下列參數(shù)驅動：
• 電氣特性
- 獨立的關斷電壓VR（等于或高于直流或連續(xù)工作電壓峰值水平）；
- 峰值脈沖功率PPP（與有源p-n結面積有關）；
- 所承受峰值脈沖電流IP（斷路器故障）的鉗位電壓VC(max)；
- 影響所需電壓開銷的銳度I–V曲線；

• 機械特性
- 有限的可用PC板面積；
- 元件的外形尺寸（面積和高度）規(guī)格；
- 熱和散熱性能；

• 成本
由Littelfuse帶來的適合保護圖1所示電路的TVS相關參數(shù)列于表1。這個TVS的分段線性近似I-V特性曲線，如圖2所示。反向擊穿電壓VBR和切斷電壓VR分別決定哪一個TVS器件開啟和關閉（導通狀態(tài)和高阻抗）。鉗位電壓VC(max)與額定峰值脈沖電流IPP的乘積等于標稱TVS額定功率。電路脈沖電流的幅值IP的實際鉗位電壓由公式（2）給出。

等式括號中的量是ABD期間的TVS動態(tài)阻抗Rd。請注意，較高額定功率的TVS將為給定VC(max)提供較高的IPP，并將因此得到較低的動態(tài)阻抗。所以，如果需要更陡峭的下降(sharper knee)，比較有利的方法是完全基于峰值功率規(guī)格選擇一個比通常所需值更大的TVS。特別相關的TVS品質因數(shù)(FOM)是鉗位因數(shù)CF=VC(max)/VBR，以及電壓鉗位比VC(max)/VR。

圖2 TVS線性化I-V特性曲線(單向TVS，陰極端子定義為陽性)

* VR = 90% VBR(min)。VBR(min)≈ 90% VBR(max)。
** VC(max)通常為145% VBR(min)。
*** PPP額定值的規(guī)定條件是TA=25℃，而在0.01%占空比重復率條件下，隨10/1000μs參考波形從25℃至150℃線性下降。

表1：熱插拔電路TVS元件的規(guī)格和細節(jié)（Littelfuse5.0SMDJ15A）

典型雙指數(shù)10/1000μs測試波形（10μs為波前時間（front time），1000μs為半峰值下降時間）與TVS PPP額定值通常是根據上世紀60年代末貝爾實驗室規(guī)范規(guī)定的。該脈沖是一個非重復性單脈沖（one-shot）事件，或者在最壞情況下隨非常低的占空比（如0.01％）進行重復，這樣片芯的熱平衡時間常數(shù)可以使片芯在下一個脈沖到來之前冷卻回到環(huán)境溫度。10/1000μs參考以外的脈沖持續(xù)時間規(guī)格可以使用PPP與td的曲線得出，實例如圖3（a）所示。這是公認的典型Wunsch-Bell雙對數(shù)圖 ，其中脈沖持續(xù)時間長達約1毫秒，PPP和td的相互關系由公式（3）得出。正如預期的那樣，TVS可以在較短脈沖寬度維持較高的峰值功率水平。

C是與TVS大小相關的一個比例常數(shù)。在ABD期間PPP和IPP通常與TVS片芯結點大小成正比，所以不同PPP額定值的器件通常會沿功率軸垂直增加，同時保留與如圖3（a）相同的負斜率。系數(shù)K取決于電流波形的形狀，且基于能量e，見公式（4）；系數(shù)K或取決于整個脈沖持續(xù)時間的電流波形面積。三角、雙指數(shù)，以及半正弦波波脈沖的K系數(shù)分別為方波脈沖的2、1.5和1.33倍。因此，三角波電流的TVS具有比數(shù)據表引用的10/1000μs波形放大了1.33倍的PPP與td關系曲線。
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在熱插拔電路中實現(xiàn)的TVS電流下降到零的時間tp由電路寄生電感L控制的，如公式（5）所示。由于電流衰減是線性的，電流波形為三角形，由公式（6）給出。


圖3（b）所示的是隨環(huán)境溫度增加的PPP熱降額。重要的是要牢記，PCB到（表面貼裝）TVS的焊接主要起散熱作用。因此，TVS可以采用覆銅多邊形、平面和散熱通孔，這些都已于主板PCB層堆疊時提供，可改善其熱特性。不過，如果在重復脈沖鉗位過程中存在穩(wěn)態(tài)功耗，板級熱設計就變得很重要了。當發(fā)生故障時，熱插拔控制器設計應該通過鎖斷來減少熱量，或通過在重試被啟動可提供足夠打嗝時間的情況下來做到這一點。

圖3 Littelfuse 5.0SMDJ15A TVS(a)峰值脈沖功率與脈沖持續(xù)時間，(b)熱降額特性

TVS的選擇程序

熱插拔電路應用的TVS的明智選擇可從以下幾個方面（迭代）獲得：
1. 用切斷電壓VR選擇單向TVS，該電壓等于或大于直流或連續(xù)峰值工作母線電壓水平。14V或15V TVS適合低阻抗12VDC±10％的服務器系統(tǒng)輸入總線。
2. 根據熱插拔控制器斷路器閾值電壓、響應時間和所選分流電阻器來確定峰值脈沖電流水平IP。
3. 利用公式（2）、由第2步和相關數(shù)據表參數(shù)給定的IP水平來計算電路鉗位電壓VC。VC是否足夠低？如果不是，另一種方法是使用一個較大的TVS，以獲得較陡峭的下降。請注意，VC的電壓溫度系數(shù)與VBR類似（例如在75℃的工作環(huán)境條件下，0.1%/℃意味著該系數(shù)增加了5％）。
4. 計算出VC和IP的乘積，以獲得由TVS維持的實際峰值功率水平。
5. 利用公式（5）和已知的輸入寄生電感來確定三角脈沖波形的脈沖持續(xù)時間td（即衰減到零的時間）。
6. 使用類似圖3（a）曲線的第5步脈沖持續(xù)時間降額PPP。如前所述，三角脈沖電流波形可以實現(xiàn)比雙指數(shù)參考波形曲線高33％的脈沖功率。
7. 使用類似圖3（b）曲線的環(huán)境溫度降額PPP。同時應該考慮相鄰元件的相互熱效應。
8. 第7步的凈降額PPP是否實現(xiàn)了由第4步計算的實際TVS峰值功率的足夠設計余量（至少50％）？如果沒有，選擇一個較大的TVS并重復1-8步驟。

實驗結果

現(xiàn)在讓我們來使用捕獲的定量信息，并考慮基于輸入電壓范圍為12V±10%的LM25066熱插拔控制器評估板的可行實施方法。從前面的討論得知, 高電流變化率在輸入路徑的寄生感抗中產生一個可能導致潛在破壞的瞬態(tài)尖峰，這個尖峰在LM25066關斷旁路MOSFET時刻疊加在VIN和SENSE引腳之間。15V Littelfuse TVS 5.0SMDJ15A應盡可能靠近IC連接在輸入兩端。25V MOSFET的雪崩額定值處在較高電壓水平。利用0.5mΩ分流電阻，LM25066可在50A條件下提供有功電流限制（25mV電流限制閾值電壓），以及90A條件下的快速動作電路斷路器功能（45mV斷路器閾值電壓）。斷路器故障（輸出短路）期間的相關電流和電壓波形如圖4的示波器波形所示。

圖4 輸出短路引起的熱插拔斷路器故障的示波器波形

在短路故障條件下，隨著來自其45A初始穩(wěn)態(tài)水平輸入電流的增加，電源軌阻抗引起輸入電壓（見褐色電壓軌跡）下跌。當輸入電流達到90A時，通路MOSFET關斷（見綠色電流軌跡）。在這個瞬間，由于一些寄生引線電感會出現(xiàn)輸入電壓初始尖峰，但很快就在約18V時被TVS鉗位了。由于TVS的動態(tài)阻抗，隨著TVS電流降至接近零，鉗位電壓略有降低。TVS電流下降到零所需的時間為11μs，而這是為TVS選擇的脈沖持續(xù)時間td。從公式（5）得出的電流擺率和18V的鉗位電壓表明，串聯(lián)寄生電感約為1.1μH，因此其在90A儲存的峰值能量是8.9mJ（兆焦耳）。這個能量也相當于圖4中TVS瞬時功率波形的面積。

雖然每個熱插拔應用中不一定必需，但TVS應該是高電流系統(tǒng)中考慮的基本電路元件，這樣才能提高瞬態(tài)電路故障期間的耐用性和可靠性。