本文描述簡單的RC網絡如何降低可調節(jié)輸出低壓差穩(wěn)壓器的輸出噪聲。本文通過實驗數(shù)據(jù)來演示這一簡單方法的有效性。雖然RC網絡的主要目的是降噪，但它也能改善電源抑制和負載瞬態(tài)響應。

 

圖 1 顯示典型可調節(jié)輸出LDO的簡化框圖。輸出電壓VOUT等于基準電壓與誤差放大器直流閉環(huán)增益的乘積：VOUT = VR × (1 + R1/R2)，其中(1 + R1/R2)是誤差放大器的直流閉環(huán)增益。

 

誤差放大器噪聲VN和基準電壓噪聲VRN放大相同的倍數(shù)，使輸出噪聲與設定的輸出電壓成比例增加。這使得輸出電壓上的噪聲比參考電壓高但小于 2 倍，輸出噪聲適度增加但在敏感應用 中哪怕這種適度增加都有可能無法接受。

 

圖 1. 顯示內部噪聲源的可調節(jié) LDO 簡化框圖

 

LDO 噪聲

 

LDO的主要噪聲源是內部基準電壓和誤差放大器。當今的器件工作時內部偏置電流為幾百nA或更低，可實現(xiàn)高達 15 µA的靜態(tài)電流。這些小電流需要使用高達 1 GΩ的偏置電阻，使得誤差放大器和基準電壓電路相比分立式部署更為噪雜。典型LDO采用電阻分壓器設置輸出電壓，因此噪聲增益等于交流閉環(huán)增益，其結果與直流閉環(huán)增益相同。

 

降低 LDO 噪聲

 

兩種降低LDO噪聲的主要方法是過濾基準電壓，以及降低誤差放大器的噪聲增益。某些LDO可采用外部電容過濾基準電壓。事實上，許多所謂的超低噪聲LDO都需要使用外部降噪電容來實現(xiàn)其低噪聲性能。這項技術的缺點是誤差放大器噪聲和任何殘留的基準電壓噪聲依然會通過交流閉環(huán)增益放大。這使得噪聲與輸出電壓成正比。

 

降低誤差放大器的噪聲增益可使LDO的輸出噪聲不隨輸出電壓上升而大幅增加。不幸的是，這對于固定輸出LDO而言是不可行的，因為反饋節(jié)點不易獲得。然而幸運的是，該節(jié)點在可調節(jié)輸出LDO中容易獲得。

 

圖 2 顯示的是一個可調節(jié)輸出LDO，其中R1 和R2 設置輸出電壓。由R3 和C1 構成的網絡可降低誤差放大器的交流增益。為確保具有低相位裕量（或者非單位增益穩(wěn)定）LDO的穩(wěn)定性，選擇R3 將放大器的高頻增益設為 1.1 左右。如需降低 1/f區(qū)的噪聲，則需選擇C1 將低頻零點設為 10 Hz以下。

 

圖 2. 降低可調節(jié)輸出 LDO 噪聲增益的簡單 RC 網絡

 

圖 3 將交流閉環(huán)增益（其降噪網絡經過適當設計）與開環(huán)增益 以及未經過修改的閉環(huán)增益進行比較。采用降噪網絡后，在大 部分帶寬中交流增益接近單位增益，因此基準電壓噪聲和誤差 放大器噪聲放大的程度較低。

 

圖 3. LDO 環(huán)路增益與頻率的關系（帶降噪網絡）

 

圖 4 顯示降噪網絡對ADP125 LDO噪聲譜密度的影響。該曲線比較了使用和不使用降噪網絡時，4 V電壓下的噪聲譜密度，以及單位增益下的噪聲譜密度。

 

可看到在 20 Hz至 2 kHz范圍內，噪聲性能得到了極大的改善。在R1 和C1 組成的零點之上，采用降噪網絡的噪聲特性與單位 增益時基本相同。噪聲譜密度曲線在 20 kHz以上融合，這是因為誤差放大器的閉環(huán)增益與開環(huán)增益相交，無法進一步降低噪聲增益。

 

圖 4. 可調節(jié)輸出 LDO ADP125 的噪聲譜密度

 

電源抑制

 

此頻率范圍內的電源抑制比(PSRR)同樣得到了改善。PSRR衡量電路抑制電源輸入端出現(xiàn)的外來信號(噪聲和紋波)，使這些 干擾信號不至于破壞電路輸出的能力。PSRR定義為：PSRR = VEIN/VEOUT。這還可以用dB表示：PSR = 20 × log(VEIN/VEOUT)， 其中VEIN 和VEOUT為出現(xiàn)在輸入端和輸出端的外來信號。

 

對于大部分模擬電路，PSR用于為電路內部供電的引腳。然而，對于LDO，輸入引腳不僅為內部電路供電，還為穩(wěn)壓輸出提供負載電流。

 

改善 PSR

 

使用降噪網絡降低可調節(jié)輸出LDO輸出噪聲還有另一個優(yōu)勢，即還能改善低頻PSR。圖 2 中的R1、R3 和C1 形成超前-滯后網絡，其零點大致在 1/(R1 × C1)處，極點大致在 1/(R3 × C1)處。超前-滯后網絡為補償環(huán)路提供正饋功能，因此能改善PSR。對于低于閉環(huán)增益和開環(huán)增益融合的頻率而言，若改善的量以dB表示，則數(shù)值約為 20 × log(1 + R1/R3)。

 

圖 5 顯示降噪網絡對可調節(jié)輸出LDO ADP7102 所產生的影響。若輸出為 9 V，則R1 = 64 kΩ、R2 = 10 kΩ、R3 = 1 kΩ、C1 = 1 μF。R1 和C1 在大約 2.5 Hz時建立的零點證明 10 Hz以上PSRR得到了改善。在 100 Hz至 1 kHz范圍內，總PSRR增加約 17 dB。改善情況直到約 20 kHz處才有所下降；在該處，開環(huán)增益和閉環(huán)增益融合。

 

圖 5. 使用和不使用降噪網絡的可調節(jié)輸出

LDO ADP7102/ADP7104 的 PSRR

 

瞬態(tài)負載改善

 

降噪網絡還能改善LDO的瞬態(tài)負載響應。同樣，R1、R3 和C1執(zhí)行補償環(huán)路的前饋功能。負載瞬態(tài)的高頻分量——由未經衰減的誤差放大器檢測——允許誤差放大器快速響應負載瞬態(tài)。圖 6 顯示使用與不使用降噪網絡時的ADP125 負載瞬態(tài)響應情況。使用降噪網絡后，LDO能在 50 μs內響應負載瞬態(tài)，而不使用降噪網絡時為 500 μs。

 

(a) 不使用降噪網絡

 

(b) 使用降噪網絡

圖 6. 可調節(jié)輸出 LDO ADP125 的瞬態(tài)負載響應

 

對啟動時間的影響

 

降噪網絡的一個缺點是它會極大地增加啟動時間。圖 7 顯示使用與不使用降噪網絡時的ADP125 啟動時間。正常啟動時間約為 600 μs。若C1 = 10 nF，則啟動時間增至 6 ms；若C1 = 1 μF，則增至 600 ms。對于電路完全上電后不再開關LDO的應用而言，啟動時間增加應該不是問題。

 

(a) 不使用降噪網絡

 

(b) 使用降噪網絡，C1 = 10 nF

 

(c) 使用降噪網絡，C1 = 1 µF

圖 7. 可調節(jié)輸出 LDO ADP125 的啟動時間

 

結論

 

通過添加一個簡單的RC降噪網絡，便可明顯改善可調節(jié)輸出LDO的噪聲、電源抑制和瞬態(tài)性能，為高速時鐘、模數(shù)轉換器、數(shù)模轉換器、壓控振蕩器和鎖相環(huán)等噪聲敏感型應用帶來極大的優(yōu)勢。

 

ADP125, ADP171, ADP1741, ADP1753, ADP1755, ADP7102, ADP7104, 和 ADP7105等LDO均具有這種通用架構，并將極大 地受益于降噪網絡的使用。該技巧可用于與圖 2 所示相似的 LDO架構，在該架構中，基準電壓噪聲和誤差放大器噪聲均由 直流閉環(huán)增益放大，因此輸出噪聲與輸出電壓成比例關系。

 

較新的超低噪聲LDO——比如ADM7151不會得益于此降 噪網絡，因為該架構采用單位增益LDO誤差放大器，所以基準電壓等于輸出電壓。此外，內部基準電壓濾波器極點低于 1 Hz，可極大地過濾基準電壓，并消除幾乎全部基準電壓噪聲影響。

 

 

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