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提高遲滯,實現(xiàn)平穩(wěn)的欠壓和過壓閉鎖

發(fā)布時間:2021-05-01 來源:Pinkesh Sachdev 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】電阻分壓器可將高電壓衰減至低壓電路能夠承受的電平,且低壓電路不會出現(xiàn)過載或損壞。在功率路徑控制電路中,電阻分壓器有助于設(shè)置電源欠壓和過壓閉鎖閾值。這種電源電壓驗證電路常見于汽車系統(tǒng)、便攜式電池供電儀器儀表以及數(shù)據(jù)處理和通信板中。
 
欠壓閉鎖(UVLO)可防止下游電子系統(tǒng)在異常低的電源電壓下工作,避免導(dǎo)致系統(tǒng)故障。例如,當(dāng)電源電壓低于規(guī)格要求時,數(shù)字系統(tǒng)可能性能不穩(wěn)定,甚至死機。當(dāng)電源為可充電電池時,欠壓閉鎖可防止電池因深度放電而受損。過壓閉鎖(OVLO)可保護系統(tǒng)免受極高電源電壓的影響。由于欠壓和過壓閾值取決于系統(tǒng)的有效工作范圍,因此電阻分壓器可用于通過相同的控制電路設(shè)置自定義閾值。為了能夠在存在電源噪聲或電阻的情況下實現(xiàn)平穩(wěn)無顫振閉鎖功能,需要利用閾值遲滯。在討論了簡單的UVLO/OVLO電路后,本文將介紹一些添加閾值遲滯的簡單方法,當(dāng)默認值不足時,有必要添加閾值遲滯。
 
欠壓和過壓閉鎖電路
 
圖1所示為欠壓閉鎖電路(目前無遲滯)。它有一個比較器,其負輸入端具有正基準電壓(VT)。比較器控制一個電源開關(guān),用于打開或閉合電源輸入和下游電子系統(tǒng)之間的路徑。比較器的正輸入連接至電阻分壓器。如果電源接通,并從0 V開始上升,比較器輸出起初較低,電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)比較器正輸入達到VT時,比較器輸出斷路。此時,底部電阻中的電流為 VT/RB。如果比較器無任何輸入偏置電流,該電流會流入RT。因此,當(dāng)比較器斷路時,電源電壓為 VT + RT × VT/RB = VT × (RB + RT)/RB,則UVLO閾值為11 V。低于該閾值時,比較器輸出低電平,將打開電源開關(guān);高于該UVLO閾值時,開關(guān)閉合,電源為系統(tǒng)上電。通過更改RB和RT的比值就可以輕松調(diào)整閾值。絕對電阻值由預(yù)計的分壓器偏置電流設(shè)定(本文稍后將詳細介紹)。要設(shè)置OVLO閾值,只需交換比較器的兩個輸入(例如,圖2中的下方比較器),這樣高電平輸入就會迫使比較器輸出低電平,并打開開關(guān)。
 
提高遲滯,實現(xiàn)平穩(wěn)的欠壓和過壓閉鎖
圖1.采用電阻分壓器、比較器和電源開關(guān)的電源欠壓閉鎖電路
 
電源開關(guān)也可通過N溝道或P溝道電源MOSFET來實現(xiàn),不過這部分內(nèi)容不是本文討論的重點。之前的討論假設(shè)N溝道MOSFET開關(guān)在柵極電壓為低電平(例如:0 V)時打開(高電阻)。為了完全閉合(低電阻)N溝道MOSFET,柵極電壓必須比電源電壓至少高出MOSFET閾值電壓,這需要使用電荷泵。保護控制器 (LTC4365, LTC4367, and LTC4368 )集成了比較器和電荷泵,可驅(qū)動N溝道MOSFET,同時靜態(tài)功耗較低。P溝道MOSFET不需要使用電荷泵,但柵極電壓極性相反;也就是說,低電壓閉合開關(guān),而高電壓打開P溝道MOSFET開關(guān)。
 
再來看電阻分壓器:與使用兩個單獨的2電阻串相比,3電阻串可設(shè)置欠壓和過壓閉鎖閾值(圖2),同時一個分壓器無需提供偏置電流。UVLO閾值為:VT × (RB + RM + RT)/(RB + RM) ,而OVLO閾值為: VT × (RB + RM + RT)/RB。AND柵極將兩個比較器的輸出合并,然后連接至電源開關(guān)。因此,當(dāng)輸入電壓介于欠壓和過壓閾值之間時,電源開關(guān)閉合,為系統(tǒng)供電;否則,開關(guān)打開,斷開系統(tǒng)供電。如果不需要考慮分壓器功耗,則采用單獨的欠壓和過壓分壓器,分別獨立調(diào)整閾值會更靈活。
 
提高遲滯,實現(xiàn)平穩(wěn)的欠壓和過壓閉鎖
圖2.采用單個電阻分壓器的欠壓和過壓閉鎖電路
 
具有遲滯功能的欠壓和過壓閉鎖電路
 
在圖1中,如果電源電壓上升緩慢并且有噪聲,或者如果電源本身具有電阻(如電池中的電阻),導(dǎo)致電壓隨負載電流下降,那么當(dāng)比較器輸入超過其UVLO閾值時,比較器的輸出將在高電平和低電平之間反復(fù)切換。這是因為,比較器的正輸入因輸入噪聲或負載電流通過電源電阻導(dǎo)致的壓降而反復(fù)高于和低于VT閾值。對于電池供電電路,這可能會導(dǎo)致永無休止的振蕩。使用具有遲滯功能的比較器可消除這種顫振,從而使開關(guān)切換更順暢。如圖3所示,遲滯比較器針會對上升(例如:VT + 100 mV)和下降輸入(例如:VT – 100 mV)提供不同的閾值。比較器遲滯會隨RB和RT放大,使電源電平為200 mV × (RB + RT)/RB。如果電源輸入的噪聲或壓降低于該遲滯,就可以消除顫振。如果比較器不存在遲滯或遲滯較低,則有許多方法可以增加或提高遲滯。所有這些方法均在分壓器接頭處采用正反饋,例如:當(dāng)比較器斷路時,正在上升的比較器輸入電平會更高。為簡單起見,以下等式假設(shè)比較器本身沒有遲滯。
 
提高遲滯,實現(xiàn)平穩(wěn)的欠壓和過壓閉鎖
圖3.通過在分壓器接頭與電源開關(guān)輸出之間連接一個電阻來增加欠壓閉鎖閾值遲滯
 
分壓器與輸出之間的電阻(圖3):
 
在分壓器接頭(比較器的正輸入)與電源開關(guān)輸出之間增加一個電阻(RH)。當(dāng)電源電壓從0 V開始上升時,比較器的正輸入低于VT,比較器輸出低電平,電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。假設(shè)由于系統(tǒng)負載,開關(guān)輸出為0 V。因此,將RH與RB并聯(lián),用于計算輸入閾值。上升輸入欠壓閾值為VT × ((RB || RH) + RT)/(RB || RH),其中:RB || RH = RB × RH/(RB + RH)。高于此閾值時,開關(guān)打開,接通系統(tǒng)電源。為了計算下降輸入欠壓閾值,由于開關(guān)閉合,RH與RT并聯(lián),下降輸入欠壓閾值為:VT × (RB + (RT || RH))/RB,其中 RT || RH = RT × RH/(RT + RH)。如果比較器本身存在一定遲滯,則使用上一個等式中的上升或下降比較器閾值代替VT。回想一下圖1中的示例,VT = 1 V且RT = 10 × RB,如果不存在比較器遲滯或RH,則上升和下降閾值為11 V。如圖3所示,增加RH = 100 × RB,則上升輸入閾值為11.1 V,下降閾值為10.09 V;也就是說,遲滯為1.01 V。該方法對OVLO無效,因為輸入電平上升會關(guān)閉電源開關(guān),從而導(dǎo)致RH將比較器輸入電平拉低(這樣會再次打開開關(guān))而不是拉高。
 
連接開關(guān)電阻(圖4):
 
增加遲滯的另一個方法就是連接可以改變底部電阻有效值的開關(guān)電阻。開關(guān)電阻可以并聯(lián)(圖4a),也可以串聯(lián)(圖4b)。我們來看看圖4a:當(dāng)VIN為低電平(比如說為0 V)時,比較器的輸出(UV或節(jié)點)為高電平,從而打開N溝道MOSFET M1,并將RH與RB并聯(lián)連接。假設(shè)M1的導(dǎo)通電阻與RH相比可以忽略不計,或可以包含在RH的值中。上升輸入閾值與圖3中的相同:VT × ((RB || RH) + RT)/(RB || RH)。一旦VIN高于該閾值,比較器輸出就會變?yōu)榈碗娖?,從而關(guān)閉M1,并斷開RH與分壓器的連接。因此,下降輸入閾值與圖1中的相同:VT × (RB + RT)/RB。繼續(xù)我們的示例, VT = 1 V, RT = 10 × RB且 RH = 100 × RB,上升輸入閾值為11.1 V,下降閾值為11 V;也就是說,RH產(chǎn)生了100 mV的遲滯。該方法和下述方法均可用于欠壓或過壓閉鎖,因為其用途取決于比較器輸出打開電源開關(guān)的方式(未顯示)。
 
提高遲滯,實現(xiàn)平穩(wěn)的欠壓和過壓閉鎖
圖4.使用開關(guān)(a)分流電阻或電流和(b)串聯(lián)電阻增加欠壓或過壓閉鎖閾值遲滯
 
圖4b的配置可得出上升輸入閾值為: VT × (RB + RT)/RB,下降輸入閾值為:VT × (RB + RH + RT)/(RB + RH)。圖4中的RH = RB/10 ,因此上升輸入閾值為11 V,下降閾值為10.091 V,也就是說,遲滯為909 mV。這表明,圖4b配置需要一個更小的RH才能產(chǎn)生更大的遲滯。
 
連接電流源(圖4a):
 
圖4a的電阻RH可以使用電流源IH代替。該方法適用于 LTC4417 和 LTC4418優(yōu)先級控制器。當(dāng)VIN為低電平時,比較器的高電平輸出使能IH。輸入閾值上升時,比較器的負輸入為VT。因此,RT中的電流為IH + VT/RB得出的上升閾值為:VT + (IH + VT/RB) × RT = VT × (RB + RT)/RB + IH × RT。一旦VIN高于該閾值,比較器的低電平輸出就會關(guān)閉IH。因此,下降閾值與圖1中的相同:VT × (RB + RT)/RB,且輸入閾值遲滯為:IH × RT
 
電阻分壓器偏置電流
 
之前的等式假設(shè)比較器輸入端的輸入偏置電流為0,而示例只考慮了電阻比,而未考慮絕對值。比較器輸入同時具有輸入失調(diào)電壓(VOS)、參考誤差(也可以與VOS合并),以及輸入偏置電流或漏電流(ILK)。如果分壓器偏置電流(圖1跳變點處的VT/RB)明顯大于輸入漏電流,則零泄漏假設(shè)成立。例如,如果分壓器電流是輸入漏電流的100倍時,漏電流引起的輸入閾值誤差將保持在1%以下。另一種方法是比較漏電流引起的閾值誤差與失調(diào)電壓引起的閾值誤差。考慮比較器的非理想因素,圖1輸入欠壓閾值等式變?yōu)椋?VT ± VOS)× (RB + RT)/RB ± ILK × RT (類似于之前的遲滯電流等式),可重寫為: (VT ± VOS ± ILK × RB × RT/(RB + RT)) × (RB + RT)/RB。輸入漏電流表現(xiàn)為比較器閾值電壓誤差,通過選擇適當(dāng)?shù)碾娮?,可以盡可能降低該誤差(相對于失調(diào)電壓),也就是, ILK × (RB || RT) < VOS。
 
舉個例子,LTC4367欠壓和過壓保護控制器UV和OV引腳的最大漏電流為±10 nA,而UV/OV引腳比較器的500 mV閾值失調(diào)電壓為±7.5 mV(500 mV的±1.5%)。根據(jù)預(yù)算,±3 mV(500 mV的±0.6%,或小于7.5 mV失調(diào)電壓的一半)漏電流產(chǎn)生的閾值誤差為:RB || RT < 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要使用0.5 V比較器閾值設(shè)置11 V輸入欠壓閾值,則要求: RT = RB × 10.5 V/0.5 V = 21 × RB。因此,RB || RT = 21 × RB/22 < 300 kΩ,則RB < 315.7 kΩ。對于RB來說,最接近1%的標準值為309 kΩ,得出的RT為6.49 MΩ。跳變點處的分壓器偏置電流為0.5 V/309 kΩ = 1.62 µA,是10 nA漏電流的162倍。為了在不增加比較器輸入漏電流導(dǎo)致的閾值誤差的情況下盡可能降低分壓器電流,這種分析至關(guān)重要。
 
結(jié)論
 
在基于比較器的相同控制電路中,利用電阻分壓器可輕松調(diào)整電源欠壓和過壓閉鎖閾值。電源噪聲或電阻需要閾值遲滯,以防止電源超過閾值時出現(xiàn)電源開關(guān)打開和關(guān)閉顫振。本文介紹了實現(xiàn)欠壓和過壓閉鎖遲滯的一些不同方法?;驹硎潜容^器斷路時,在分壓器接頭處會產(chǎn)生一些正反饋。增加或提高保護控制器IC遲滯時,有些方法取決于比較器輸出或IC輸出引腳的類似信號的可用性。選擇電阻值時,應(yīng)注意避免使比較器的輸入漏電流成為閾值誤差的主要來源。通過電子數(shù)據(jù)表提供所有相關(guān)等式(包括本文中介紹的等式),可供下載。
 
 
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