【導讀】過去幾十年來，無線系統(tǒng)通道數(shù)和帶寬一直穩(wěn)步增長。對數(shù)據(jù)速率和系統(tǒng)整體性能的要求成為這些現(xiàn)代電信、雷達和儀器儀表系統(tǒng)發(fā)展的驅動因素。但與此同時，這些要求也加大了電源封裝和系統(tǒng)的復雜度，使功率密度和組件級別的功能變得更為重要。
過去幾十年來，無線系統(tǒng)通道數(shù)和帶寬一直穩(wěn)步增長。對數(shù)據(jù)速率和系統(tǒng)整體性能的要求成為這些現(xiàn)代電信、雷達和儀器儀表系統(tǒng)發(fā)展的驅動因素。但與此同時，這些要求也加大了電源封裝和系統(tǒng)的復雜度，使功率密度和組件級別的功能變得更為重要。
為打破其中的一些限制，半導體行業(yè)將更多的通道整合到同一個硅封裝中，借此降低每個通道的功率要求。此外，半導體公司還將更復雜的功能整合到數(shù)字前端，簡化了過去在專用集成電路(ASIC)或現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)結構中才能實現(xiàn)的片外硬件設計。這些功能既包括濾波器、下變頻器或數(shù)控振蕩器(NCO)等通用組件，也有更復雜的特定應用操作。
信號調(diào)節(jié)和校準問題僅在開發(fā)多通道系統(tǒng)時才變得較復雜。這種架構可能需要每個通道有獨立的濾波器或其它數(shù)字信號處理(DSP)模塊，從而轉變成對節(jié)能更為重要的強化型DSP。
本文介紹了使用16通道發(fā)射和16通道接收子陣列的實驗結果，其中所有發(fā)射和接收通道都使用數(shù)字轉換器集成電路(IC)中的強化型DSP模塊來校準。與其它架構相比，這個多通道系統(tǒng)在尺寸、重量和功率上都更有優(yōu)勢。對比該系統(tǒng)的FPGA資源利用率后可發(fā)現(xiàn)，強化型DSP模塊為多通道平臺的設計人員解決了重大挑戰(zhàn)。
數(shù)字信號處理模塊
真實信號，無論是用來合成還是接收，都需要一定程度的分析或處理，才能共同滿足任何應用所需的性能。信號鏈幅度衰減或平坦度的常見補償辦法是借助補償濾波器。圖1是增益和平坦度補償濾波器的示例，設計用于校正給定頻段內(nèi)的缺陷，從而為下游應用創(chuàng)建更理想的響應。
圖1. ADC的頻率幅度平坦度響應可通過數(shù)字濾波來改善
對多通道系統(tǒng)而言，此處理必須能夠獨立控制每個通道，讓通道彼此獨立地運行。因此，該系統(tǒng)使用的是獨立的DSP模塊，可進行通道的相位和幅度對齊，還可在目標通帶內(nèi)獲得平坦增益。由于每個通道和系統(tǒng)都是唯一的，DSP必須針對配置、環(huán)境和硬件組合專門調(diào)諧。
數(shù)字上/下變頻器模塊
本文的結論主要依賴單芯片DAC和ADC中配置的數(shù)字上變頻器(DUC) DSP模塊和數(shù)字下變頻器(DDC) DSP模塊。圖2是DUC和DDC框圖示例，說明了這些數(shù)據(jù)通道常用的內(nèi)部結構。這些DUC和DDC模塊有許多用途：
與數(shù)字接口的數(shù)據(jù)速率相比，內(nèi)插(DUC)和抽取(DDC)轉換器的采樣速率。
轉化即將合成的DAC數(shù)據(jù)(DUC)和數(shù)字化ADC數(shù)據(jù)(DDC)的頻率。
將接口的數(shù)字數(shù)據(jù)發(fā)射導向基帶處理器(BBP)。
為每個通道實現(xiàn)數(shù)字增益，產(chǎn)生更接近系統(tǒng)滿量程值的碼值。
支持注入簡單的數(shù)字音調(diào)，無需數(shù)字數(shù)據(jù)鏈路，便能簡化系統(tǒng)快速啟動。
將每個通道的相位對齊通用基準。
我們往往希望卸載到轉換器或從轉換器卸載的數(shù)字數(shù)據(jù)速率與轉換器的采樣速率不同，從而降低系統(tǒng)功耗，提高系統(tǒng)的整體靈活性。因此，通常會部署數(shù)字上變頻器和下變頻器模塊。DUC模塊使來自BBP的發(fā)射波形數(shù)據(jù)能夠以低于DAC采樣速率的速率發(fā)射，因此也支持DAC以更高的速率合成內(nèi)插波形數(shù)據(jù)（見圖2頂部的內(nèi)插子模塊）。同樣地，DDC模塊使接收輸入在抽取前以更高速度的ADC采樣速率數(shù)字化，之后再以更低的數(shù)據(jù)速率發(fā)送到BBP（見圖2底部的抽取子模塊）。
圖2. DUC和DDC模塊提供目前轉換器IC中許多有用的DSP功能。
此外，與通過數(shù)字接口發(fā)送到BBP或從BBP發(fā)送出的信號相比，頻率轉換在數(shù)字域內(nèi)常用于合成或分析更高頻率的模擬信號。許多系統(tǒng)都在DUC和DDC中采用復值NCO，目的就是為了實現(xiàn)這種頻率轉換，如圖2所示。NCO可被認為是數(shù)字信號生成器，它能提供等同于本振(LO)的信號，當信號被發(fā)送到同樣在DUC/DDC中的數(shù)字混頻器中時，可以提高發(fā)送到DAC的發(fā)射波形頻率（和DUC的情況一樣），或降低從ADC發(fā)出的接收波形頻率（和DDC情況一樣）。當數(shù)字頻率轉換發(fā)生時，DDC內(nèi)這些數(shù)字混頻器的輸出往往變成復值，使得同相位(I)和正交相位(Q)信號沿著最終連接到單獨ADC采樣實值數(shù)據(jù)的單一數(shù)字通道傳輸。同樣地，到達DUC數(shù)字增益模塊數(shù)字混頻器的輸入復值信號在輸出端變成實值，然后簽發(fā)到單獨DAC，合成實值信號。
此外，DUC和DDC還使用戶能夠在轉換器的瞬時帶寬內(nèi)獲得多個數(shù)字通道。結果就是BBP能夠合成和/或分析比子陣列本身的轉換器數(shù)量還要多的數(shù)據(jù)流。因此，如果兩個窄通道彼此隔得很遠，就需要能提供更好的信號合成或分析能力的系統(tǒng)。
正如圖2所示，數(shù)字增益模塊也經(jīng)常出現(xiàn)在DUC和DDC中。數(shù)字增益通過向子模塊中另一個數(shù)字混頻器的輸入提供靜態(tài)數(shù)字碼值來實現(xiàn)。利用這個功能，用戶獲得的碼值更接近數(shù)字接口位數(shù)所提供的滿量程值。同樣地，只要向數(shù)字混頻器的一個端口提供連續(xù)靜態(tài)碼值，便可注入直流偏移連續(xù)波(CW)波信號，而非基帶數(shù)據(jù)。這樣用戶就能通過DAC將發(fā)射CW波輕松合成至模擬域，無需通過BBP建立JESD204B或JESD204C數(shù)據(jù)鏈路。
此外，相位偏移模塊經(jīng)常部署在NCO的輸出，如圖2所示。這些相位偏移可按照系統(tǒng)內(nèi)的通用基線參考來校正通道間相位偏差。由于每個DUC和DDC都有自己的NCO，因此只需針對給定的NCO頻率來偏移一個確定量的NCO相位，便可實現(xiàn)系統(tǒng)每個通道的相位對齊。這樣一來，在使用時遇到可用的多芯片同步算法時，所有通道間的確定性相位關系可通過這些NCO相位偏移進行校正1。圖3顯示了實現(xiàn)相位對齊（通過嚴格為每個接收數(shù)據(jù)通路設置所需的NCO相位偏移值）前后，16通道同時接收I/Q數(shù)據(jù)采集的實驗結果。請注意，這些數(shù)字校正還校正了每個通道前端網(wǎng)絡中的射頻和微波損耗。
圖3. 實驗結果表明了16個接受通道的I/Q同時采集，利用數(shù)字化儀IC上的DDC模塊提供的復雜NCO相位偏移嚴格進行相位對齊（而非幅度對齊）。
可編程有限脈沖響應濾波器
盡管NCO輸出相位偏移模塊可被用于單一頻率的相位對齊，子陣列校準則經(jīng)常要求對整個目標頻帶進行相位對齊。此外需要幅度均衡，即所有通道名義上擁有相對于通用基準通道的相同幅度，還需要幅度增益平坦化，即所有通道擁有相對于頻率的恒定幅度響應。
為達到寬帶相位和幅度校正，通常還部署另一種DSP模塊。這種模塊被稱為有限脈沖響應濾波器(FIR)。FIR濾波器是一種數(shù)字濾波器，被大量用在DSP上，其系數(shù)決定了輸入數(shù)字信號的幅度和相位響應。允許更改這些系數(shù)的系統(tǒng)被視為可編程FIR濾波器(pFIR)，用戶可根據(jù)每個通道生成自己需要的幅度和相位響應。
運用pFIR實現(xiàn)通道幅度對齊和增益平坦化
圖4是用于展示寬帶幅度和相位對齊以及增益平坦化的系統(tǒng)的高級框圖。該系統(tǒng)采用了四個數(shù)字化IC，各包含四個發(fā)射和四個接收模擬通道，或者八個發(fā)射和八個接收數(shù)字通道。當使用系統(tǒng)內(nèi)的所有四個數(shù)字化IC時，總共可實現(xiàn)16個發(fā)射和16個接收模擬通道，或者32個發(fā)射和32個接收數(shù)字通道。單獨的鎖相環(huán)(PLL)頻率合成器IC用于給每個數(shù)字化IC提供轉換器采樣時鐘信號。此外，時鐘緩沖器IC用于提供多片同步算法所需的數(shù)字參考和系統(tǒng)參考時鐘1。該系統(tǒng)起初配置在S頻段，設定NCO頻率，所有發(fā)射和所有接收通道的模擬信號頻率都在同樣的2.7GHz。所用的DAC采樣速率是12 GSPS，平臺會在第一奈奎斯特區(qū)合成發(fā)射通道。ADC采樣速率為4 GSPS，平臺會在第二奈奎斯特區(qū)采集接收通道。
圖4. 這個高級系統(tǒng)框圖用于證明多通道相位和幅度均衡/平坦度。
如圖5所示，用連接的16發(fā)射/16接收校準板將組合通道發(fā)射信號準確地回送到每個單獨的接收通道，以便同時采集所有接收通道。系統(tǒng)的PLL頻率合成器再通過自身相位調(diào)整模塊對齊，發(fā)射通道和接收通道則使用DUC和DDC各自提供的NCO相位偏移模塊粗略對齊。這樣一來，子系統(tǒng)相位大致與校準頻率對齊，見圖3所示曲線，但未實現(xiàn)任何幅度對齊。盡管本文采用了16發(fā)射/16接收校準板，用電氣方法對齊系統(tǒng)，但還可通過系統(tǒng)校準反射器以無線方式獲得類似的配置，這也有助于校正任何天線通道間異常。
圖5. 測試設置了輸出發(fā)射（紅色）信號，然后利用連接的16發(fā)射/16接收校準板組合所有發(fā)射信號。再將組合后的信號進行均勻拆分，并回送到每個接收（橙色）通道。16發(fā)射/16接收校準板位于圖片頂部，與本文使用的獨立Quad-MxFE?平臺對接。PLL/頻率合成器信號（綠色）經(jīng)過調(diào)整后可校正平臺上故意引入的熱損害。
如圖4所示，96抽頭pFIR濾波器位于每個ADC的輸出，這樣每個ADC通道的相位和幅度響應可在整個ADC采樣速率的頻率范圍內(nèi)彼此對齊。因此可將pFIR放在ADC和DDC模塊之間。這樣數(shù)字接口的數(shù)據(jù)速率就不同于pFIR的速率，所以需要知道系統(tǒng)頻率轉換和速率抽取的程度，以便采用pFIR進行通道幅度對齊。由于本文在每個ADC的輸入端采集實際數(shù)據(jù)，pFIR輸入為實值。此外，系統(tǒng)設計是可配置的，這樣每個ADC對的一個pFIR模塊就是已部署的解決方案，如圖4中的雙重實際模塊所示。這也允許在兩個獨立的ADC中使用I/Q復雜輸入，從而支持系統(tǒng)對齊。
為實現(xiàn)系統(tǒng)內(nèi)通道的幅度對齊和幅度平坦化，將寬帶掃頻波形載入每個發(fā)射通道，使得系統(tǒng)的I/Q帶寬中包含所有頻率。這樣用戶就能確定系統(tǒng)數(shù)據(jù)速率內(nèi)所有頻率的頻率誤差響應。然后，在抽取的I/Q數(shù)據(jù)速率下獲得基線數(shù)據(jù)采集。本文的結論使用的是4 GSPS的ADC采樣速率和250 MSPS的I/Q數(shù)據(jù)速率。這樣每個發(fā)射NCO頻率設置為2.7 GHz，每個接收NCO頻率設置為1.3 GHz，原因是頻率從第二奈奎斯特區(qū)折疊到第一奈奎斯特區(qū)?；€數(shù)據(jù)利用MATLAB?系統(tǒng)接口采集，針對增益平坦化Rx0計算每個通道的幅度和相位誤差響應，這樣所有接收通道收到的最大值就是整個I/Q頻段的理想接收輸入。圖6顯示了系統(tǒng)內(nèi)16個接收通道中四個通道的相位和幅度誤差響應。注意圖6左側，NCO相位偏移主要校正每個接收通道的相位誤差，但正如圖6右側所示，系統(tǒng)中的幅度誤差仍在。剩余的12個接收通道也有同樣的誤差響應。另外應注意，不僅接收幅度不同于Rx0，如果不使用其它校準技術，幅度平坦度也很差。這些異常是在ADC前端網(wǎng)絡中使用模擬濾波器時故意引入的，以便證明幅度平坦度和均衡。
圖6. 每個通道相對于增益平坦Rx0的相位/幅度誤差響應有助于確定pFIR濾波器設計
因此，為改進幅度對齊和幅度平坦度，根據(jù)每個通道相對于增益平坦Rx0的復值誤差響應設計實值96抽頭任意幅度和相位pFIR。應注意，pFIR設計算法更注重較窄目標I/Q波段的誤差響應。但是，完整的pFIR設計覆蓋更廣的全速率ADC奈奎斯特區(qū)，強制處于250 MHz子帶以外的區(qū)域使用統(tǒng)一的通帶響應。因此，本文中，集中在接收NCO頻率(1.3 GHz)的250 MHz子帶對pFIR設計而言比奈奎斯特區(qū)的剩余頻率更重要。這些pFIR采用MATLAB中DSP System Toolbox的濾波器設計功能，但同樣的算法也可用到現(xiàn)場系統(tǒng)的強化型數(shù)字電路中。圖7顯示了本文實例所用16個接收通道中兩個通道的96抽頭pFIR濾波器。剩下來的14個接收通道的pFIR設計相似。圖8顯示了針對子陣列中所有16個接收通道設計在全奈奎斯特區(qū)的pFIR幅度和相位響應。
圖7. 單獨96抽頭pFIR旨在提供子陣列內(nèi)的增益平坦和幅度對齊。
圖8. 針對所有接收通道設計的pFIR頻率響應顯示了每個通道應用的校準響應。
必須注意，pFIR設計算法通常使用介于0到1之間的連續(xù)值系數(shù)空間。但是，硬件要求量化這些持續(xù)值系數(shù)，且必須位于系統(tǒng)可用的特定位寬內(nèi)。系統(tǒng)為pFIR系數(shù)空間采用不同的位寬，這樣一來，一些系數(shù)是16位，一些是12位，還有一些只有6位。此外，12位系數(shù)必須在16位系數(shù)的旁邊。如圖7中的系數(shù)值所示，只有更大值的系數(shù)需要16位，更小值的系數(shù)只需要6位。但是，只要對理想的濾波器系數(shù)進行量化，都要引入量化誤差，應注意最小化本文中的這種量化誤差，設計的系數(shù)仍需擬合可用的系數(shù)空間。
量化完成后，借助數(shù)字化儀IC應用程序編程接口(API)功能，將pFIR系數(shù)載入每個通道。本文通過API使用串行外設接口(SPI)通信來修改每個通道的系數(shù)。但如果有必要，也可以使用專用的通用輸入/輸出接口(GPIO)信號在不同系數(shù)庫間進行更快切換。
最后，獲得后續(xù)接收數(shù)據(jù)采集，同時啟用pFIR來分析pFIR設計的有效性。圖9頂部顯示了啟用pFIR前的結果。應注意，在幅度均衡步驟前，16個接收通道在感興趣的頻率范圍內(nèi)有不同的幅度和相位。還應注意，八個接收通道的幅度平坦度響應與另外八個的不同。但在為每個接收通道設計和啟用pFIR后，如圖9最下方所示，所有接收通道的幅度在名義上實現(xiàn)了I/Q帶寬內(nèi)的幅度均衡、幅度平坦以及相位對齊。幅度和相位均衡還可以通過更精細的pFIR設計實現(xiàn)改進，但這超出了本文的范圍。
圖9. 為每個接收通道部署pFIR改進了相對于Rx0的幅度均衡和幅度平坦度。
數(shù)字化元件資源消耗與FPGA資源消耗
如上所述，片上強化型pFIR在抽取階段前就存在于ADC數(shù)據(jù)通路中。正如演示的，這些pFIR為用戶提供了重要的應用靈活性，但由于這個功能被卸載到數(shù)字化IC本身，因此它還使開發(fā)人員能夠大大減少FPGA資源。問題就變成：為什么要在數(shù)字化IC上而不是在FPGA的硬件描述語言(HDL)結構中使用強化型pFIR？這可以從幾個方面來回答：資源減少、設計復雜性和功耗。
無論關注的領域是什么，資源減少向來都是一個重要的話題。數(shù)字化IC已經(jīng)創(chuàng)建并安裝了強化型pFIR模塊。在FPGA中，可以從DSP分片上建立FIR濾波器，這些DSP分片包含特定的FPGA構造元件，意在提供DSP功能。FPGA DSP分片不同于傳統(tǒng)的邏輯門，比如觸發(fā)器，它會單獨計入FPGA資源利用率。要確定pFIR應用于數(shù)字化IC還是FPGA，F(xiàn)PGA的利用率——特別是DSP分片的利用率——變得至為重要。為了作對比，所選的VCU118平臺包含一個由6840個DSP分片組成的XCVU9P Virtex? Ultrascale+? Xilinx? FPGA。雖然DSP分片的數(shù)量已經(jīng)相當可觀，但在確定結構中到底要放置多少個濾波器時，還必須考慮通道的數(shù)量。
為此，必須知道濾波器所需的輸入采樣速率。表1顯示了在FPGA上合成一個FIR設計時所需的估計資源數(shù)量，針對的是能映射潛在數(shù)字化IC數(shù)據(jù)通道配置的幾個應用場景。這些為每個濾波器估計的資源來自Xilinx LogiCORE? IP FIR Compiler 7.2模塊摘要。為了查看這個概要，向Xilinx Vivado? Design Suite 2018.2創(chuàng)建的簡化MicroBlaze?設計添加了濾波器，如圖10所示。250 MSPS和1 GSPS速率的情況是FIR將使用從變頻器抽取的數(shù)據(jù)來運行，而4 GSPS的情況則是假設數(shù)據(jù)直接來自變頻器的未抽樣輸入。每個FIR濾波器的運行速度為250 MHz，以便模擬FIR濾波器在基帶數(shù)據(jù)通道中的運行速度，并且包含96個16位可重載系數(shù)。
表1. 提高FIR采樣速率導致FPGA資源利用率超出現(xiàn)有能力，顯著增加了系統(tǒng)功耗
圖10. 具有一個FIR濾波器的MicroBlaze設計在FPGA中啟用以確定資源利用率。
鑒于XCVU9P FPGA的利用率，很顯然必須要用一個更大的FPGA，比如XCVU13P（包含12,288個DSP分片），來包含所有需要的濾波器。對于4 GSPS FIR濾波器這種情況，需要至少兩個XCVU13P設備來分擔所有濾波器的資源負載，這相應地減少了設計成本。相比之下，上文提到的用于強化型DSP pFIR部署的全部16個通道需要的所有濾波器全部包含在數(shù)字化IC本身中，目的是為了降低系統(tǒng)設計方法的復雜性。
FPGA中FIR的另一個主要問題是設計的復雜性，這與DSP分片資源利用率高有關。考慮如何構建濾波器。在硅片上，濾波器的設計被固定在芯片的單個位置，但系數(shù)和權重可以通過數(shù)字方式改變，從而實現(xiàn)一個相對靜態(tài)的執(zhí)行。在FPGA結構中，F(xiàn)IR濾波器設計規(guī)定了那些DSP分片在芯片不同區(qū)域的布線。這意味著隨著濾波器的增加或變動，會消耗FPGA更多的區(qū)域，DSP分片之間的布線連接也變得越來越具有挑戰(zhàn)性。其次，擴展FIR濾波器設計可能會影響FPGA設計其余部分的布線，這會使時序關鍵布線變得很難，雖然在某些情況下并非不可能。
數(shù)字化元件功耗與FPGA功耗
行業(yè)總體趨勢是提高變頻器的采樣速率和多通道集成，這往往要求系統(tǒng)架構師在整體設計中實施DSP模塊時能分析系統(tǒng)功耗。過去這些DSP模塊通過可編程邏輯來實施，如FPGA中可看到的。但是，在FPGA內(nèi)實施可配置模塊通常會產(chǎn)生過多的整體系統(tǒng)功耗。
為了嘗試直接比較兩個系統(tǒng)，我們?yōu)閂CU118創(chuàng)建了幾個簡單的參考設計，目的是為了確定基于FPGA的濾波器方法在實際場景中功耗的相對差異。之所以選擇VCU118，因為當時它在Xilinx直接提供和支持的評估系統(tǒng)中擁有最多的DSP?；赩CU118，針對每個FIR輸入采樣速率創(chuàng)建了兩個Vivado項目：一個有濾波器，一個沒有。對于250 MHz和1 GHz這兩種情況，在設計中插入了八個FIR濾波器，如圖10所示。在4 GHz情況中，由于資源利用率高，設計中只插入了兩個FIR濾波器。每個濾波器使用輸出Xilinx LogiCORE DDS Compiler 6.0模塊饋送，以便確保使用的是有效數(shù)據(jù)。另外必須注意，在合成后要檢查RTL，以便驗證設計中保留了濾波器，確保它們沒有被優(yōu)化掉。在針對每個采樣速率的第二個設計中，濾波器被移除，但所有其他IP模塊保留。
實施后啟動設計，采用電流測量創(chuàng)建一個相對功率偏差，以便隔離濾波器所需的額外功率。濾波器的電流消耗見表2每個濾波器的測量功率一欄。再通過設計中為數(shù)量有限的濾波器（八個濾波器用于250 MHz和1 GHz，以及兩個濾波器用于4 GHz）采集的數(shù)據(jù)推算出所有濾波器的總功耗。這個偏差是對比的基本單位，用于擴展到VCU118無法實施，但數(shù)字化儀IC可以實施的不同配置。作者認為，這對FPGA來說相對公平或可能有利，因為一個實際系統(tǒng)的功耗不可能會線性擴展。最后，將結果與Xilinx功耗估計器(XPE)工具為各種濾波器生成的功耗估值進行對比3。功耗估值遠遠高于推測的結果，但這也說明利用率提高造成的功耗是非線性增長的。
表2. 提高FIR采樣速率會導致系統(tǒng)功耗增加
為了比較FPGA中FIR和數(shù)字化儀IC中的強化型pFIR的功耗，我們將簡單的濾波器設計測量的結果與多通道系統(tǒng)的實際電流消耗進行了比較，多通道系統(tǒng)使用數(shù)字化儀IC上的強化型pFIR DSP模塊。包括所有前端網(wǎng)絡和時鐘電路在內(nèi)，使用未啟用強化型pFIR的數(shù)字化儀IC平臺的總系統(tǒng)功耗大約為98.40 W。如果所有16個強化型pFIR都啟用，使用數(shù)字化儀IC平臺的總系統(tǒng)功耗大約是104.88 W。因此，在多通道平臺使用強化型pFIR導致的功耗偏差總共約為6.48 W，包括了數(shù)字化儀IC系統(tǒng)上的所有16個接收通道。強化型pFIR直接接收來自ADC的數(shù)據(jù)，其運行速度必須為當前一代的ADC采樣速率(4 GSPS)。
但將這種功耗與假設有16個4 GSPS FPGA FIR的功耗作對比有點不切實際，因為對單個Virtex Ultrascale+系列FPGA而言，其資源利用率不可能很高。因此，將250 MSPS速率的FPGA FIR與強化型4 GSPS pFIR作對比，表2和圖11顯示了32個FPGA FIR（16個I FIR和16個Q FIR）的功耗是2.40 W。FPGA中的濾波器的運行速度比強化型數(shù)字化儀IC DSP模塊中的慢16倍多，但FPGA的功耗仍是強化型數(shù)字化儀IC功耗的0.37倍。將32個1 GSPS FPGA FIR與強化型4 GSPS pFIR相比，F(xiàn)PGA FIR的功耗約為7.04 W（其功耗要比強化型pFIR的高得多），運行速度則比強化型pFIR的慢4倍。將16個4 GSPS FPGA FIR與16個強化型4 GSPS pFIR作比較，F(xiàn)PGA的功耗是這個系統(tǒng)配置的2倍?？傊?，圖11表明數(shù)字化儀IC中強化型pFIR的功耗要低于相應的FPGA FIR濾波器的。此外，強化型pFIR降低了FPGA DSP片的利用率，這也降低了設計的復雜性和總功耗。利用更高速率的濾波器拓寬了250 MSPS濾波器數(shù)據(jù)速率不可能降低時的寬帶應用場景。
圖11. 數(shù)字化儀IC中的強化型DSP模塊改善了系統(tǒng)級功耗。
最后要考慮的一個因素是在過度依賴FPGA資源的設備中（如數(shù)字化儀IC AD9081）利用強化型DSP的可擴展性。在許多應用中使用16個通道，也許只是最終系統(tǒng)的一個小子陣列。對許多利用強化型DSP（如AD9081中）的系統(tǒng)集成商而言，與通過增加FPGA資源拓展后端處理相比，可以得到更靈活的規(guī)模級解決方案以及更簡單的信號鏈。關于這個爭論，作者主要考慮了擁有中央處理模型的系統(tǒng)，其中所有數(shù)據(jù)最終必須聚集到單個FPGA中。在這種情況下，隨著通道規(guī)模的擴大，向更多的數(shù)據(jù)變頻器增加內(nèi)置濾波功能就需要更多的SERDES線路，從架構方面看，管理很簡單，因為并不需要更多FPGA資源。沒有這些強化型DSP功能，系統(tǒng)集成商就需要連接多個FPGA，以便針對同樣的應用獲得必要的資源，情況會非常復雜。
結論
本文介紹了一個在單片數(shù)字化元件IC中整合DSP模塊的系統(tǒng)，并用具體的例子證明了這些數(shù)字化模塊可以提供相控陣、雷達、衛(wèi)星通信和電子戰(zhàn)應用所需的多通道幅度和相位均衡。一種采用pFIR數(shù)字濾波器和DUC/DDC NCO相位偏移的方法表明，無需將這些DSP模塊整合到FPGA中，也可實現(xiàn)多通道寬帶均衡。用來進行這種驗證的系統(tǒng)見圖12，稱為Quad-MxFE Platform，可從ADI公司購買。明確來講，AD9081 MxFE IC已經(jīng)成為子陣列設計的主干。
圖12. Quad-MxFE平臺可從ADI公司購買。
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