目前對(duì)帶寬的需求呈爆炸式增長(zhǎng)，從而將載波頻率推高至幾十千兆赫。在這些高頻率下，客戶可使用更高的帶寬，不必?fù)?dān)心頻譜過度擁擠。但是，隨著頻率增加，針對(duì)這些器件和頻率的儀器儀表解決方案就會(huì)變得極其復(fù)雜。這是因?yàn)閮x器儀表解決方案需要提升一個(gè)數(shù)量級(jí)的性能，以避免損壞測(cè)試中的器件。本文將介紹幾種低相位噪聲信號(hào)生成方法。我們將演示這些方法的優(yōu)缺點(diǎn)，并介紹轉(zhuǎn)換環(huán)路器件，這些器件在不增加復(fù)雜性的情況下充分利用所有頻率產(chǎn)生方法的優(yōu)點(diǎn)，可以生成超低相位噪聲信號(hào)。

 

鎖相環(huán)電路剖析

 

鎖相環(huán)(PLL)電路常見于許多頻率產(chǎn)生器件中。這些器件可確保器件內(nèi)產(chǎn)生的波形和參考信號(hào)相位對(duì)齊或鎖定為參考信號(hào)。圖1為PLL的簡(jiǎn)化框圖。壓控振蕩器(VCO)的輸出使用N計(jì)數(shù)器進(jìn)行分頻，并在鑒頻鑒相器(PFD)電路中與參考信號(hào)進(jìn)行比較。這個(gè)簡(jiǎn)單的電路一直是許多教科書的主題，并得到了廣泛的研究。我們將使用一些眾所周知的基礎(chǔ)知識(shí)來確定如何大幅降低輸出端的相位噪聲。

 

圖1. 鎖相環(huán)電路。

 

PLL電路的整體相位噪聲源于每個(gè)構(gòu)建模塊的自身缺陷或相位噪聲?？蓪?duì)每個(gè)相關(guān)聯(lián)的模塊的相位噪聲進(jìn)行建模，并可通過仿真和分析計(jì)算精確預(yù)測(cè)PLL的整體相位噪聲。下面我們來回顧一下每個(gè)模塊，并討論它們對(duì)輸出相位噪聲的影響。

 

PFD模塊將參考信號(hào)與分頻輸出頻率進(jìn)行比較。該模塊產(chǎn)生的誤差信號(hào)饋入電荷泵電路，該電路產(chǎn)生控制電壓，從而控制VCO，直到器件的輸出相位與參考相位相匹配。大多數(shù)具有集成PFD電路的現(xiàn)代頻率產(chǎn)生器件的數(shù)據(jù)手冊(cè)中會(huì)提供一個(gè)品質(zhì)因數(shù)(FOM)。使用FOM可計(jì)算帶內(nèi)相位噪聲，如下所示：

 

 

其中fPFD是PFD頻率，N是輸出頻率分頻器的值。請(qǐng)注意，輸出頻率是fPFD和N分頻器值的乘積。對(duì)于給定的輸出頻率，fPFD增加一個(gè)因數(shù)，N的值就減少相同的因數(shù)。由于fPFD，N值減小會(huì)將相位噪聲減少兩倍，這樣整體輸出相位噪聲就會(huì)降低。我們可以得出結(jié)論，PFD頻率越高，載波近端相位噪聲就越低。本文接下來的部分就會(huì)用到這一發(fā)現(xiàn)。

 

環(huán)路濾波器跟蹤PFD并對(duì)PFD器件所產(chǎn)生的誤差信號(hào)進(jìn)行平滑。其設(shè)計(jì)使用幾個(gè)系統(tǒng)參數(shù)，如電荷泵電流、VCO靈敏度和PFD頻率等。環(huán)路濾波器的一個(gè)不太重要的功能是確定負(fù)反饋控制環(huán)路的帶寬。參考信號(hào)會(huì)在環(huán)路濾波器的控制帶寬內(nèi)影響輸出信號(hào)的相位噪聲。超過這個(gè)截止頻率，整體相位噪聲性能將由VCO的特性主導(dǎo)。我們將在接下來的部分中利用這一點(diǎn)來優(yōu)化系統(tǒng)的整體相位噪聲。

 

VCO根據(jù)其輸入端施加的控制電壓產(chǎn)生輸出頻率。VCO的輸出頻率由控制環(huán)路進(jìn)行更新，直至相位與參考信號(hào)的相位鎖定。VCO直接影響系統(tǒng)的整體相位噪聲。一般來講，隨著VCO的品質(zhì)提升，相位噪聲會(huì)降低。但是，提高品質(zhì)通常會(huì)限制器件的整體可調(diào)范圍。針對(duì)窄頻操作的VCO通常具有很好的相位噪聲性能。

 

頻率產(chǎn)生選項(xiàng)

 

使用各種不同質(zhì)量水平以及不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的振蕩器，可以有多種方式生成信號(hào)。儀器儀表應(yīng)用通常在低相位噪聲和雜散電平方面力求實(shí)現(xiàn)最佳性能。我們來回顧一下可以實(shí)現(xiàn)極低相位噪聲的一些頻率產(chǎn)生選項(xiàng)。

 

使用固定頻率振蕩器產(chǎn)生頻率

 

具有出色相位噪聲性能的一類信號(hào)生成器件是固定頻率振蕩器。這些器件通常具有很高的品質(zhì)因數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)出色的載波近端相位噪聲性能。這些振蕩器在預(yù)定頻率下工作，該頻率在很大程度上由器件的幾何形狀和結(jié)構(gòu)決定，且具有一定的可調(diào)能力，使其相位能夠鎖定至參考源。此類器件包括恒溫晶體振蕩器(OCXO)、溫度補(bǔ)償晶體振蕩器(TCXO)和壓控SAW振蕩器(VCSO)等。固定頻率振蕩器的一個(gè)主要缺點(diǎn)是這些器件的頻率覆蓋范圍有限。盡管它們可能適用于以固定頻率或其倍數(shù)運(yùn)行的器件，但大多數(shù)儀器儀表器件需要可變頻率覆蓋范圍。

 

圖2. 使用固定源產(chǎn)生可變頻率。

 

解決此問題的一種方法需要使用直接數(shù)字頻率合成器(DDS)或數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)器件。固定頻率信號(hào)可用于驅(qū)動(dòng)DDS器件的采樣時(shí)鐘，如圖2所示。振蕩器的頻率可以根據(jù)需要通過倍頻器或階躍恢復(fù)二極管(SRD)倍頻，并在應(yīng)用到DDS之前進(jìn)行濾波。DDS可以在第一奈奎斯特工作區(qū)產(chǎn)生任意頻率，最高為采樣頻率的一半。一些現(xiàn)代DAC器件甚至可以在第二奈奎斯特區(qū)正常工作。圖3顯示由低相位噪聲介質(zhì)諧振振蕩器(DRO)在6 GHz下驅(qū)動(dòng) AD9164 時(shí)的輸出頻 譜和相位噪聲圖。相位噪聲圖顯示輸出相位噪聲非常低，且輸出頻譜的雜散電平小于–70 dBc。

 

倍頻采樣時(shí)鐘的頻譜純度直接影響器件的輸出。一旦信號(hào)倍頻，輸出端就會(huì)出現(xiàn)許多諧波。需要對(duì)所需信號(hào)進(jìn)行濾波，以在DDS輸出端實(shí)現(xiàn)低雜散電平。通常，采樣時(shí)鐘處出現(xiàn)的雜散會(huì)以類似電平出現(xiàn)在輸出端。如果倍頻系數(shù)較大，濾波器可能需要非常靈敏，這就需要一個(gè)明顯陡變的區(qū)域。

 

此外，倍頻信號(hào)的相位噪聲隨著倍頻系數(shù)的增大而增大。例如，信號(hào)頻率每增加一倍，相位噪聲就增加6 dB。根據(jù)起始相位噪聲曲線和倍頻系數(shù)，本底噪聲（遠(yuǎn)端相位噪聲）可能會(huì)顯著增加，使整體解決方案缺乏吸引力。這是一個(gè)眾所周知的窘境，采用具有近載波相位噪聲的單頻、高品質(zhì)因數(shù)器件會(huì)帶來遠(yuǎn)載波相位本底噪聲。例如，表面聲波(SAW)器件在載波頻率約為1 GHz時(shí)具有出色的載波近端相位噪聲性能。在40 GHz以上運(yùn)行的毫米波器件需要高達(dá)40的倍頻系數(shù)。這可能會(huì)使相位本底噪聲增加32 dB或更多，從而降低解決方案的吸引力。

 

圖3. AD9164在800 MHz下的輸出頻譜和相位噪聲，使用固定頻率振蕩器作為采樣時(shí)鐘。

 

使用寬帶PLL器件產(chǎn)生頻率

 

寬帶頻率合成器解決了許多與單頻器件相關(guān)的挑戰(zhàn)。這些器件（如 ADF4372 微波頻率合成器）使用多個(gè)VCO內(nèi)核，每個(gè)VCO內(nèi)核又進(jìn)一步劃分為多個(gè)重疊頻段。此架構(gòu)使每個(gè)內(nèi)核和頻段都能實(shí)現(xiàn)高品質(zhì)因數(shù)。與使用單個(gè)內(nèi)核的架構(gòu)相比，顯著提升了器件的整體性能。

 

這些器件的一個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)是基本工作頻率比晶體振蕩器或SAW振蕩器高。許多現(xiàn)代VCO具有4 GHz至20 GHz甚至更高的基頻。這使其在毫米波應(yīng)用中的載波遠(yuǎn)端相位噪聲性能更具吸引力。例如，在10 GHz基頻下運(yùn)行的器件需要倍頻數(shù)4以將頻率擴(kuò)展為40 GHz。這意味著相位本底噪聲增加12 dB，而使用晶體振蕩器則會(huì)增加32 dB。

 

與這些多核和多頻段器件相關(guān)的一個(gè)挑戰(zhàn)是找到合成目標(biāo)頻率的最優(yōu)頻段。這可能需要?jiǎng)?chuàng)建查詢表來識(shí)別正確的頻段。具有自動(dòng)校準(zhǔn)功能的器件（如ADF4372和 ADF5610）通過溫度和工藝變化使此過程更加簡(jiǎn)單可靠。這大大地簡(jiǎn)化了器件的整體操作，可將頻率變化簡(jiǎn)單地編程到器件的寄存器中，并自動(dòng)確定最佳工作頻段。

 

另一個(gè)挑戰(zhàn)是與這些器件相關(guān)的載波近端相位噪聲通常比單頻器件要高得多。即使是較低的整體本底相位噪聲，較高的載波近端相位噪聲也能轉(zhuǎn)化為較高的整體積分噪聲。這可能會(huì)限制在需要較低積分相位噪聲的應(yīng)用中使用這些器件。

 

轉(zhuǎn)換環(huán)路

 

轉(zhuǎn)換環(huán)路方法充分利用之前提到的所有頻率產(chǎn)生方法，并擯棄其缺點(diǎn)。我們先來總結(jié)一下迄今為止我們的發(fā)現(xiàn)結(jié)果，再討論轉(zhuǎn)換環(huán)路的詳細(xì)信息。

 

OCXO、SAW等單頻器件和具有高品質(zhì)因數(shù)的晶振具有很好的載波近端相位噪聲。這些單頻器件通?；l較低，因此倍增到毫米波頻率時(shí)，載波遠(yuǎn)端相位噪聲性能就會(huì)略為遜色。理想解決方案應(yīng)具有這些器件的載波近端性能，同時(shí)不會(huì)增加載波遠(yuǎn)端相位噪聲。

 

DDS或DAC器件可將固定頻率器件產(chǎn)生可變頻率。這些器件還會(huì)受到毫米波頻率所需的大倍頻系數(shù)以及抑制次諧波和其他干擾雜散需要濾波的影響。容忍這些缺點(diǎn)方可實(shí)現(xiàn)理想解決方案。

 

寬帶頻率合成器具有很高的基頻和出色的載波遠(yuǎn)端相位噪聲性能。但是，這些器件并非真的具有高品質(zhì)因數(shù)，因此，與單頻器件相比，載波近端相位噪聲相對(duì)較差。需要利用載波遠(yuǎn)端相位噪聲而不惡化載波近端相位噪聲性能。

 

這就將我們帶到轉(zhuǎn)換環(huán)路器件，如圖4所示。使用混頻器將輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為與參考信號(hào)頻率相匹配的中頻(IF)，而不是將輸出頻率除以一個(gè)大分頻器值。這將分頻器值有效地降低至1，從而消除了傳統(tǒng)PLL器件中使用大分頻器值時(shí)產(chǎn)生的噪聲。這會(huì)使控制環(huán)路上出現(xiàn)LO的相位噪聲分布。我們可以使用具有出色載波近端性能的單頻器件和DDS來產(chǎn)生此LO信號(hào)。

 

圖4. 轉(zhuǎn)換環(huán)路架構(gòu)。

 

環(huán)路濾波器帶寬是轉(zhuǎn)換環(huán)路器件的關(guān)鍵設(shè)計(jì)參數(shù)。如前所述，環(huán)路濾波器確定控制環(huán)路的整體帶寬。換言之，它定義參考信號(hào)和LO信號(hào)對(duì)輸出相位噪聲的影響程度。在轉(zhuǎn)換環(huán)路中，由于載波近端相位噪聲極低，我們可以選擇大環(huán)路濾波器帶寬。圖5顯示轉(zhuǎn)換環(huán)路器件的相位噪聲曲線及其LO輸入。請(qǐng)注意，盡管LO的載波近端相位噪聲很低，但載波遠(yuǎn)端本底噪聲高。RF輸出跟蹤LO相位噪聲直到環(huán)路濾波器帶寬。在此頻率偏移后，載波遠(yuǎn)端相位噪聲由VCO定義，此值很低。

 

轉(zhuǎn)換環(huán)路器件本質(zhì)上利用了使用DDS器件作為L(zhǎng)O的單頻器件的理想載波近端性能，并通過選擇大環(huán)路帶寬來利用寬帶VCO的載波遠(yuǎn)端相位噪聲。這不僅解決了優(yōu)化哪個(gè)相位噪聲區(qū)域相關(guān)的問題，而且實(shí)現(xiàn)了極低的輸出相位噪聲。

 

圖5. 轉(zhuǎn)換環(huán)路器件的相位噪聲曲線。

 

轉(zhuǎn)換環(huán)路的出色相位噪聲性能使其在很多毫米波儀器儀表的應(yīng)用中很有用。除了相位噪聲性能，儀器儀表解決方案還需要將雜散信號(hào)抑制到極低的水平。由于存在多個(gè)不同頻率的強(qiáng)信號(hào)，這對(duì)于轉(zhuǎn)換環(huán)路器件來說非常具有挑戰(zhàn)性。在很多情況下，防止LO和IF信號(hào)饋通到輸出很有挑戰(zhàn)性。此外，還可能在輸出端產(chǎn)生很多IF、LO和RF信號(hào)的交調(diào)產(chǎn)物。這些雜散信號(hào)會(huì)導(dǎo)致整個(gè)儀器儀表解決方案具有較差的雜散性能。

 

ADI公司提供的完全集成式轉(zhuǎn)換環(huán)路器件 ADF4401A可應(yīng)對(duì)其中很多挑戰(zhàn)。它消除了分立式方案中可能存在的所有饋通路徑。這是通過內(nèi)置屏蔽和最小化饋通機(jī)制的總體設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)的。此外，它還具有–90 dBc或更低的雜散抑制性能，可與釔鐵石榴石(YIG)球形振蕩器解決方案匹敵。即使系統(tǒng)的輸入不及理想值，器件的輸出也具有很低的雜散電平。圖6a顯示了ADF4401A的輸出頻譜，其中LO輸入包含許多雜散，雜散電平約–40 dBc，如圖6b所示。由于需要大量濾波，這種LO信號(hào)在儀器儀表解決方案中通常不可用。但是，ADF4401A可接受此LO輸入，無需任何額外濾波即可產(chǎn)生圖6a所示的輸出頻譜。

 

圖6. (a) 6.5 GHz下的轉(zhuǎn)換環(huán)路輸出頻譜和(b) 3 GHz下的LO輸入頻譜。使用ADF4401A的內(nèi)部LO倍頻器，有效LO頻率變?yōu)? GHz。在本例中，IF頻率為500 MHz。

 

此器件配備自動(dòng)校準(zhǔn)引擎，可識(shí)別給定目標(biāo)頻率的最優(yōu)VCO頻段。在校準(zhǔn)模式中，此器件可在實(shí)際溫度和工藝條件下搜索正確的頻段，從而實(shí)現(xiàn)無縫的頻率調(diào)諧過程。

 

總結(jié)

 

儀器儀表解決方案需要很低的載波信號(hào)相位噪聲和很低的雜散信號(hào)電平，以滿足毫米波器件的需求。雖然有各種方法來合成這些信號(hào)，但所有方法都要進(jìn)行利弊權(quán)衡，因此，整體解決方案變得越來越復(fù)雜。ADI轉(zhuǎn)換環(huán)路器件ADF4401A充分利用許多不同頻率產(chǎn)生方案的優(yōu)勢(shì)，并去除其劣勢(shì)?？蓪?shí)現(xiàn)出色的相位噪聲和優(yōu)異的雜散性能，且無需進(jìn)行復(fù)雜的濾波。
（來源：亞德諾半導(dǎo)體）