圖1：電流型感應(yīng)加熱電源拓?fù)?/p>

控制方案的原理和改進
   
逆變器的控制框圖如圖2所示。其中Vo為逆變器的輸出電壓信號，經(jīng)過峰值檢測，與控制給定值比較產(chǎn)生切換裝置的切換信號X1，當(dāng)X1為高電平時，切換裝置輸出信號X2與它激信號接通，逆變器工作在它激狀態(tài)，控制信號從它激信號發(fā)生器發(fā)出，電路工作頻率固定，且由它激信號發(fā)生器控制；當(dāng)X1為低電平時，X2與自激信號接通，逆變器工作在自激狀態(tài)，電路工作頻率由負(fù)載本身的固有頻率決定。根據(jù)鎖相環(huán)的閉環(huán)濾波功能，在鎖相環(huán)反饋電路中進行延時，用來補償系統(tǒng)的固有延遲，調(diào)節(jié)延遲時間td，逆變器既可以工作于感性狀態(tài)，也可以工作于容性狀態(tài)。

圖2：逆變器控制電路框圖

逆變器瞬間開路的防止與轉(zhuǎn)換的平滑過渡
   
以全控型器件作為開關(guān)的逆變器的控制通常采用他激轉(zhuǎn)自激的控制策略，即在開機或是負(fù)載電壓低于閾值Vco時采用開環(huán)的定頻控制，工作于他激狀態(tài)；而當(dāng)輸出負(fù)載電壓大于閥值Vco時進行自動切換，使逆變器工作于頻率閉環(huán),跟蹤負(fù)載頻率的變化。
   
但是這種控制方案存在這樣的問題：由于它激信號和自激信號不可能總是同步的，因此，在切換過程中多數(shù)情況下會產(chǎn)生窄脈沖（低電平），這個窄脈沖不可避免地造成逆變器的瞬間開路；另外，現(xiàn)場的實際運行環(huán)境較差，通常都是在惡劣的電磁環(huán)境中工作，這種控制方案對于外界的抗干擾性能很差，不能滿足系統(tǒng)的抗干擾的要求。
   
針對這種情況,在切換電路后級插入一個鎖相濾波電路，用以濾除在轉(zhuǎn)換時產(chǎn)生的窄脈沖，同樣，這種電路對外界干擾產(chǎn)生的尖峰也有很強的抑制能力。圖3給出了關(guān)鍵點X1及X3在切換前后的波形。從圖3中可以看出，由于鎖相特性，切換過程中的窄脈沖被鎖相環(huán)濾掉了。圖3中1路為X1的波形，2路為X2的波形，3路為X3的波形。

圖3：控制電路切換波形 

圖4給出了逆變器的輸出端電壓在由它激切換到自激時的波形。圖5給出了逆變器從自激轉(zhuǎn)到它激時的波形圖。由這兩個波形可以看出，切換過程是一個平滑過渡過程，和圖3對比可知，系統(tǒng)的穩(wěn)定性大大提高，前級窄脈沖被鎖相電路濾除了。

圖4：它激轉(zhuǎn)自激時輸出端電壓波形

圖5：自激轉(zhuǎn)它激時輸出端電壓波形

精確定時的實現(xiàn)
   
由于逆變器輸出引線電感的存在，為減小逆變管的電流電壓應(yīng)力，一般要求逆變器工作于容性換流狀態(tài)。這就要求在槽路電壓過零之前的某個時刻（某個角度）換流。這就把控制電路分為定時和定角兩種觸發(fā)方式。本控制電路中采用定時觸發(fā)方式。
   
在傳統(tǒng)的中頻感應(yīng)加熱電源中，定時觸發(fā)方式一般是由槽路的電壓和電流合成信號來實現(xiàn)的。這種電路的定時是近似的。而在超音頻感應(yīng)加熱中，由于控制電路的固有延遲的存在，使這種近似不再成立。所以，采用電壓和電流合成的定時觸發(fā)方式，超前時間會隨著槽路諧振頻率，輸出電壓幅值的變化而變化。
   
利用在鎖相環(huán)的反饋電路中插入延遲環(huán)節(jié)，一方面補償了控制系統(tǒng)的固有延遲，另一方面可以獲得精確的超前觸發(fā)時間。顯然，控制電路中的這個延遲環(huán)節(jié)的時間常數(shù)與槽路諧振頻率和電壓幅值是相對獨立的。

通過實驗驗證和后來的現(xiàn)場超音頻感應(yīng)加熱電源的實際運行效果來看，這種控制電路具有較強的抗干擾能力和平穩(wěn)的轉(zhuǎn)換能力，恒定的超前觸發(fā)時間，和較大的啟動范圍。