圖1.1表示了集膚效應(yīng)的產(chǎn)生過(guò)程。圖中給出的是載流導(dǎo)體縱向的剖面圖，當(dāng)導(dǎo)體流過(guò)電流（如圖中箭頭方向）時(shí)，由右手螺旋法則可知，產(chǎn)生的感應(yīng)磁動(dòng)勢(shì)為逆時(shí)針?lè)较?，產(chǎn)生進(jìn)入和離開剖面的磁力線。如果導(dǎo)體中的電流增加，則由于電磁感應(yīng)效應(yīng)，導(dǎo)體中產(chǎn)生如圖所示方向的渦流。由圖可知：渦流的方向加大了導(dǎo)體表面的電流，抵消了中心線電流，這樣作用的結(jié)果是電流向?qū)w表面聚集，故稱為集膚效應(yīng)。在此引進(jìn)一個(gè)集膚深度〈skin depth〉的概念，此深度的電流密度大小恰好為表面電流密度大小的1/e倍：

 

一般用集膚深度Δ來(lái)表示集膚效應(yīng)，其表達(dá)式為：

 

 

其中：γ為導(dǎo)體的電導(dǎo)率，μ為導(dǎo)體的磁導(dǎo)率，f為工作頻率。

 

圖1.1.集膚效應(yīng)產(chǎn)生過(guò)程示意圖

 

圖1.2.高頻導(dǎo)體電路密度分布圖

 

高頻時(shí)的導(dǎo)體電流密度分布情形，大致如圖1.2所示，由表面向中心處的電流密度逐漸減小。

 

由上圖及式1.1可知，當(dāng)頻率愈高時(shí)，臨界深度將會(huì)愈小，結(jié)果造成等效阻值上升。因此在高頻時(shí)，電阻大小隨著頻率而變的情形，就必須加以考慮進(jìn)去。

 

 

在高頻電路中可以采用空心導(dǎo)線代替實(shí)心導(dǎo)線。此外，為了削弱趨膚效應(yīng)，在高頻電路中也往往使用多股相互絕緣細(xì)導(dǎo)線編織成束來(lái)代替同樣截面積的粗導(dǎo)線，這種多股線束稱為辮線。在工業(yè)應(yīng)用方面，利用趨膚效應(yīng)可以對(duì)金屬進(jìn)行表面淬火。

 

考慮到交流電的集膚效應(yīng)，為了有效地利用導(dǎo)體材料和便于散熱，發(fā)電廠的大電流母線常做成槽形或菱形母線；另外，在高壓輸配電線路中，利用鋼芯鋁絞線代替鋁絞線，這樣既節(jié)省了鋁導(dǎo)線，又增加了導(dǎo)線的機(jī)械強(qiáng)度，這些都是利用了集膚效應(yīng)這個(gè)原理。

 

集膚效應(yīng)是在訊號(hào)線里最基本的失真作用過(guò)程之一，也有可能是最容意被忽略誤解的。與一般訊號(hào)線的夸大宣傳所言,集膚效應(yīng)并不會(huì)改變所有的高頻訊號(hào),并且不會(huì)造成任何相關(guān)動(dòng)能的損失。正好相反，集膚效應(yīng)會(huì)因傳導(dǎo)體的不同成分，在傳遞高頻訊號(hào)時(shí)有不連貫的現(xiàn)象。同樣地，在陳舊的線束傳導(dǎo)體上，集膚效應(yīng)助長(zhǎng)訊號(hào)電流在多條線束上的交互跳動(dòng)，對(duì)于聲音造成刺耳的記號(hào)。

 

 

圖2.1表示了鄰近效應(yīng)的產(chǎn)生過(guò)程。A、B兩導(dǎo)體流過(guò)相同方向的電流IA和IB，當(dāng)電流按圖中箭頭方向突增時(shí)，導(dǎo)體A產(chǎn)生的突變磁通ΦA-B在導(dǎo)體B中產(chǎn)生渦流，使其下表面的電流增大，上表面的電流減少。同樣導(dǎo)體B產(chǎn)生的突變磁通ΦB-A在導(dǎo)體A中產(chǎn)生渦流，使其上表面的電流增大，下表面的電流減少。這個(gè)現(xiàn)象就是導(dǎo)體之間的鄰近效應(yīng)。

 

當(dāng)流過(guò)導(dǎo)體的電流相同，導(dǎo)體之間的距離一定時(shí)，如果導(dǎo)體之間的相對(duì)面積不同，鄰近效應(yīng)使得導(dǎo)體有效截面面積不同。研究表明:導(dǎo)體的相對(duì)面積越大則導(dǎo)體有效截面越大，損耗相對(duì)較小。

 

圖2.1.臨近效應(yīng)產(chǎn)生過(guò)程示意圖

 

圖2.2.臨近效應(yīng)示意圖

 

圖2.3. 一軸對(duì)稱模型在頻率為20KHz時(shí)電流密度的分布圖

 

臨近效應(yīng)與集膚效應(yīng)是共存的。集膚效應(yīng)是電流主要集中在導(dǎo)體表面附近，但是沿著導(dǎo)體圓周的電流分布還是均勻的。如果另一根載有反向交流電流的圓柱導(dǎo)體與其相鄰，其結(jié)果使電流不再對(duì)稱地分布在導(dǎo)體中，而是比較集中在兩導(dǎo)體相對(duì)的內(nèi)側(cè)，形成這種分布的原因可以從電磁場(chǎng)的觀點(diǎn)來(lái)理解。電源能量主要通過(guò)兩線之間的空間以電磁波的形式傳送給負(fù)載，導(dǎo)線內(nèi)部的電流密度分布與空間的電磁波分布密切相關(guān)，兩線相對(duì)內(nèi)側(cè)處電磁波能量密度大，傳入導(dǎo)線的功率大，故電流密度也較大。如果兩導(dǎo)線載有相同方向的交變電流，則情況相反，在兩線相對(duì)外側(cè)處的電流密度大。

 

 

Dowall提出了計(jì)算兩繞組變壓器繞組交流電阻的方法，此方法先將圓導(dǎo)體轉(zhuǎn)化為方形，并作如下假設(shè):

 

①磁場(chǎng)被假定為一維變量，垂直于導(dǎo)體的分量被忽略，并且總磁場(chǎng)強(qiáng)度在每個(gè)導(dǎo)體層中為常量;

 

②繞組被假定為無(wú)限長(zhǎng)片狀導(dǎo)體的一部分，電流密度沿每層導(dǎo)體截面是常數(shù)，導(dǎo)體邊緣效應(yīng)被忽略;

 

③假定磁芯不存在，線圈在整個(gè)磁芯寬度方向上均勻分布;

 

④流過(guò)繞組的電壓和電流均為正弦波，且線圈無(wú)開路。

 

后來(lái)的研究者們對(duì)此方法提出了一些修正。事實(shí)上，導(dǎo)體的邊緣效應(yīng)對(duì)磁性元件的損耗和漏感等有較大的影響。繞組的邊緣效應(yīng)會(huì)造成由上述假定所限定的一維繞組損耗計(jì)算方法所不能計(jì)算的額外損耗。在不同的工作頻率下，繞組之間距離不同，造成的交流電阻和漏感不同，對(duì)于一個(gè)指定的頻率，存在一個(gè)最佳的距離使得繞組交流電阻最小;繞組在磁芯窗口中的位置對(duì)繞組參數(shù)也有一定的影響;對(duì)于高頻變壓器，原副邊繞組的寬度與繞組損耗和能量的存儲(chǔ)也有很大關(guān)系:原副邊繞組寬度相同時(shí)高頻變壓器可以獲得最小的交流電阻和漏感。有關(guān)學(xué)者對(duì)這種邊緣效應(yīng)進(jìn)行了詳細(xì)的研究，使用二維有限元仿真軟件，通過(guò)對(duì)磁場(chǎng)分布和電流分布進(jìn)行分析證明了繞組邊緣效應(yīng)對(duì)繞組損耗和漏感的影響。

 

因?yàn)橛邢拊治龇椒▽?duì)每個(gè)設(shè)計(jì)方案都要單獨(dú)求解，因此不能提供一般的結(jié)論，Soft Switching Technologies Corporation的Nasser H.Kutkut對(duì)傳統(tǒng)的一維繞組損耗計(jì)算方法進(jìn)行了改進(jìn)，通過(guò)在Dowell方法分析結(jié)果上添加一些修正因數(shù)，則可以將二維的邊緣效應(yīng)考慮進(jìn)去。使用二維有限元的方法分析繞組的邊緣效應(yīng)損耗，通過(guò)研究幾何因素如繞組間距、位置等對(duì)磁場(chǎng)分布和電流分布的影響，進(jìn)而得出幾何因素對(duì)繞組損耗的影響，得出了一系列的繞組優(yōu)化原則。

 

在大電流時(shí)，銅帶的使用是比較常見的，但是銅帶使用時(shí)會(huì)出現(xiàn)較明顯的繞組邊緣效應(yīng)，電流變成了不均勻分布的形式，可以想象二維場(chǎng)效應(yīng)是比較嚴(yán)重的。

 

在分析銅帶繞組的二維邊緣效應(yīng)之前，先做一定的假設(shè):

 

①假定電流集中在一個(gè)趨膚深度內(nèi)。當(dāng)銅帶導(dǎo)體的厚度是當(dāng)前工作頻率對(duì)應(yīng)的趨膚深度的若干倍時(shí)，這一點(diǎn)是成立的。

 

②假定電流密度沿著銅帶導(dǎo)體表面是Js，則銅帶厚度方向上電流密度的分布滿足式(3.1):

 

 

n表示銅帶從表面深入到內(nèi)部的深度，k為結(jié)構(gòu)系數(shù)。

 

在高頻的情況下，趨膚深度非常小，導(dǎo)體表面的磁場(chǎng)接近線性磁場(chǎng)，這種情況下，導(dǎo)體表面的電流分布類似于在標(biāo)量電勢(shì)作用下的導(dǎo)體表面的靜電荷分布，方形銅帶問(wèn)題的分析就可以簡(jiǎn)化為與之等截面積的橢圓狀銅帶導(dǎo)體的分析，方形銅帶導(dǎo)體和橢圓形銅帶導(dǎo)體的截面關(guān)系如圖3.1所示。

 

圖3.1.銅帶的橢圓近似模型分析

 

使用這種假設(shè)條件，則可以得到沿著銅帶的電流密度分布為式(3.2)所示：

 

 

由式(3.2)可以看出，當(dāng)x=b或者x＝-b時(shí)電流密度Js最大。

 

即銅帶在導(dǎo)體的邊緣處達(dá)到最大值，從磁場(chǎng)分布的角度來(lái)看，在銅帶導(dǎo)體的邊緣處由于邊緣效應(yīng)，磁場(chǎng)垂直于導(dǎo)體的分量會(huì)很大，這樣就導(dǎo)致了這個(gè)磁場(chǎng)分量對(duì)銅帶導(dǎo)體的切割，銅帶繞組的渦流損耗會(huì)增大，同時(shí)導(dǎo)體邊緣處的強(qiáng)磁場(chǎng)會(huì)導(dǎo)致電流密度的顯著增大。電流分布是在邊緣處很強(qiáng)，中間較為平均，由于邊緣處受強(qiáng)磁場(chǎng)的吸引，顯示高的電流密度，這種電流密度在端部的重新分布增加了導(dǎo)體的交流電阻，其結(jié)果比一維分析的要大很多。通過(guò)優(yōu)化銅帶邊緣的場(chǎng)分布，可以減小邊緣處的磁場(chǎng)垂直分量，這樣可以改善銅帶導(dǎo)體電流密度的分布，減小繞組高頻損耗。具體方法是在銅帶邊緣處使用高磁導(dǎo)率磁芯，減小磁路磁阻，這樣就會(huì)降低了銅帶端部的磁場(chǎng)，減小了端部的電流分布，繞組損耗將會(huì)降低，但是需要特殊的磁芯工藝。

 

 

對(duì)于高頻變壓器，因?yàn)榇嬖谠吅透边吚@組，所以可以通過(guò)繞組交錯(cuò)布置的方式小繞組的漏感和渦流損耗。在繞組交錯(cuò)布置時(shí)，因?yàn)樵⒏边吚@組的磁勢(shì)是相反的，此會(huì)存在一個(gè)去磁效應(yīng)，磁芯窗口中的磁勢(shì)會(huì)有一定的減小，漏磁場(chǎng)和高頻時(shí)漏磁場(chǎng)成的導(dǎo)體渦流損耗也會(huì)比較小。

 

對(duì)于高頻電感而言，它只有一個(gè)繞組，磁路中的氣隙磁勢(shì)和繞組的磁勢(shì)平衡，在窗口中沒(méi)有其它繞組的磁勢(shì)可以和電感繞組的磁勢(shì)相平衡產(chǎn)生去磁效應(yīng)，因此電感磁芯窗口中的磁勢(shì)較大，磁場(chǎng)較強(qiáng)。

 

通過(guò)分析可以發(fā)現(xiàn)，電感中的磁通主要分為以下幾個(gè)部分:

 

①主磁路磁通。這部分磁通是流通在電感磁芯中的磁通，它不會(huì)在磁芯窗口中出現(xiàn)，因此它不會(huì)切割導(dǎo)體，也不會(huì)產(chǎn)生導(dǎo)體損耗。

 

②氣隙邊緣磁通，即擴(kuò)散磁通。這部分磁通是由于氣隙磁勢(shì)而產(chǎn)生，它在磁芯窗口中出現(xiàn)，在高頻時(shí)會(huì)切割窗口中的導(dǎo)體造成渦流損耗。

 

③旁路磁通。這部分磁通不是由于氣隙磁勢(shì)而產(chǎn)生，而是由于相鄰磁芯柱之間的磁勢(shì)差而產(chǎn)生，當(dāng)氣隙較小時(shí)，旁路磁通在窗口磁通中占較大比例。

 

圖4.1. 磁通分布圖

 

 

旁路磁通通過(guò)磁芯窗口跨過(guò)相鄰的磁芯柱，在繞組上產(chǎn)生大量的渦流和損耗，氣隙的邊緣磁通是由于跨過(guò)氣隙的磁勢(shì)造成的，而旁路磁通是由于相鄰磁芯柱間的磁勢(shì)差異造成，沿著磁芯柱窗口的磁勢(shì)分布取決于載流繞組和氣隙的位置。沿著磁芯柱磁勢(shì)隨著載流繞組安匝增大而增加，隨著跨過(guò)氣隙而降低。通過(guò)做出如下一維假設(shè)，可以對(duì)旁路磁通作一定的分析。

 

1.假定磁芯磁導(dǎo)率是無(wú)窮的，磁場(chǎng)進(jìn)入磁芯窗口是垂直于磁芯表面的。

 

2.繞組添滿整個(gè)磁芯窗口寬度，繞組邊緣效應(yīng)很小，可忽略。

 

3.對(duì)圓導(dǎo)體進(jìn)行一維等效，變成一片方導(dǎo)體，使用等效厚度和等效電導(dǎo)率，磁場(chǎng)在磁芯窗口中平行于導(dǎo)體表面，屬一維分布。

 

4.氣隙可認(rèn)為很小，邊緣磁通很小，對(duì)旁路磁通影響很小，然而無(wú)論氣隙多么小，邊緣磁通都存在，因?yàn)闅庀洞艅?shì)是存在的。

 

圖4.1.1 Dowell繞組損耗分析模型

 

如圖4.1.1所示為磁芯窗口中的第m層銅帶繞組，其上、下表面的磁場(chǎng)強(qiáng)度分別Hm1和Hm2，則這層銅帶繞組的電流分布和繞組損耗可以通過(guò)Dowell方程得出，如式（4.1.1）所示:

 

 

式中

 

 

f是工作頻率，σeq是銅帶的等效電導(dǎo)率，μ是繞組的磁導(dǎo)率，Aeq和W是等效銅帶的厚度和寬度?？偟呐月反磐ɡ@組損耗可以通過(guò)求和得出，如式（2.1.3）所示:

 

 

通過(guò)用一維的方式分析旁路磁通可知:繞組的電流密度與沿導(dǎo)體的磁場(chǎng)強(qiáng)度密切相關(guān)，不同的氣隙位置導(dǎo)致不同的窗口磁勢(shì)，因此沿導(dǎo)體的磁場(chǎng)強(qiáng)度會(huì)有較大的不同，沿導(dǎo)體的電流密度分布也會(huì)有較大的不同。

旁路磁通的大小是與磁芯高度方向上的平均磁壓降密切相關(guān)的。當(dāng)氣隙處于中間與兩端時(shí)，磁壓分布如下圖所示：

 

圖4.1.2   EI型（a）和EE（b）型磁芯電感窗口磁勢(shì)分布

 

圖a中的平均磁壓降為IN/2，b為IN/4。

 

假定旁路磁通與底邊平行，又由于B=dU*u0/w，可知，a中的磁密必定大于b中的磁密，磁場(chǎng)方向與線圈垂直。

 

下面是損耗與平均磁壓降的關(guān)系：

 

圖4.1.3 損耗隨平均磁壓降變化圖

 

由圖可看出磁壓降越低，損耗越低。

 

由此，如果我們可以將磁壓降降得更低，就可得到損耗更低的電感！

 

圖4.1.4 磁壓降與氣隙位置的關(guān)系

 

由于它將氣隙交錯(cuò)布置，使磁壓降在高度方向上出現(xiàn)二次轉(zhuǎn)折，僅為IN/8。它的損耗比起氣隙居中者可再下降約50%。

 

因此我們可以知道在電感磁勢(shì)一定的情況下，EE磁芯窗口中的最大磁勢(shì)是EI磁芯的一半。磁芯窗口中的最大磁勢(shì)的減小，有助于減小旁路磁通，進(jìn)而旁路磁通造成的導(dǎo)體渦流損耗也會(huì)減小，所以在選擇磁芯時(shí)應(yīng)該引起注意，利用交錯(cuò)氣隙可以減少磁芯窗口內(nèi)的旁路磁通。

 

 

濾波電感工作時(shí)輸入的電流波形是一個(gè)直流分量疊加一個(gè)開關(guān)頻率的紋波，因此在設(shè)計(jì)電感時(shí)為了在磁芯中瞬間存儲(chǔ)能量，磁路中需要有一個(gè)較大的磁勢(shì)，因此一般都需要添加氣隙。在磁路設(shè)計(jì)時(shí)，因?yàn)榇判?比如鐵氧體)和磁絕緣物質(zhì)(比如空氣)之間的磁導(dǎo)率比例系數(shù)大約為10^3，因此磁通在磁路中并非完全限制在磁芯中，氣隙的存在會(huì)使這部分散落在空氣中的磁通增加。

 

在含有氣隙的電感中，繞組的磁勢(shì)和氣隙的磁勢(shì)是平衡的，因?yàn)槔@組的磁勢(shì)較大，所以氣隙的磁勢(shì)也較大，而且由于氣隙和磁芯的磁導(dǎo)率的差異相對(duì)較大，磁勢(shì)主要降落在氣隙上面。繞組磁勢(shì)和氣隙磁勢(shì)的相對(duì)位置的不同會(huì)導(dǎo)致不同的氣隙邊緣磁場(chǎng)分布。

 

高頻電感中氣隙的添加方式主要有以下幾種:

 

①采用只在中心柱中添加單氣隙的方式。這種方法在磁芯窗口中產(chǎn)生的邊緣磁通較大，高頻時(shí)邊緣磁通切割繞組導(dǎo)體，在導(dǎo)體上會(huì)產(chǎn)生很大的邊緣磁通損耗。由于氣隙磁勢(shì)和整個(gè)線圈的安匝數(shù)相同，因此單氣隙周圍的磁場(chǎng)會(huì)很強(qiáng)，磁芯窗口中的磁場(chǎng)的二維效應(yīng)特別嚴(yán)重，尤其是氣隙附近。

 

②采用在三個(gè)磁芯柱上都添加氣隙的方式。在磁路氣隙長(zhǎng)度一定的情況下，這種方法由于減小了氣隙的尺寸，即每個(gè)磁芯柱上氣隙長(zhǎng)度是中柱單氣隙的一半，因此每個(gè)氣隙的磁勢(shì)是整個(gè)線圈安匝數(shù)的一半，氣隙磁勢(shì)的降低大大減小了氣隙的邊緣磁通，因此邊緣磁通在導(dǎo)體上造成的損耗會(huì)有較大減小，但是這種方式會(huì)造成較大的外部散漏磁場(chǎng)，這部分磁場(chǎng)雖然不會(huì)造成電感的額外渦流損耗，但是會(huì)對(duì)周圍器件產(chǎn)生一定的電磁干擾。

 

③采用分布式氣隙的方式，即將中柱的大氣隙分割成若干個(gè)小氣隙，而氣隙總長(zhǎng)度不變的方式。這種方式會(huì)減小氣隙邊緣磁通，從而對(duì)減小電感的渦流損耗有益，但此種磁芯需要特殊加工。

 

④采用均勻分布式氣隙。即磁芯中柱使用低磁導(dǎo)率材料，相當(dāng)于氣隙均勻分布在磁芯中，減小了氣隙邊緣磁通，但是這種方式磁芯需要特殊加工，低磁導(dǎo)率材料在高頻時(shí)磁芯損耗會(huì)比較大，但是這種方式可減小導(dǎo)體的渦流損耗。

 

圖4.2.1所示為三種不同的電感氣隙布置方式對(duì)邊緣磁通分布的影響。氣隙放置在中柱上時(shí)的磁通分布如圖4.2.1 (a)所示，等效氣隙放置在中柱和外側(cè)柱時(shí)的磁通分布如圖4.2.1 (b)所示，磁芯中柱用均勻分布?xì)庀洞判敬鏁r(shí)的磁通分布如圖4.2.1 (c)所示，由圖可知，4.2.1 (a)中邊緣磁場(chǎng)范圍較大，4.2.1 (b)中氣隙尺寸減小后，邊緣磁場(chǎng)范圍減小了一些，4.2.1 (c)中的邊緣磁場(chǎng)最小。在4.2.1 (c)中由于氣隙和繞組的長(zhǎng)度基本相同，因此二者磁勢(shì)的空間分布的不平衡因素最小，使得這種情況下的氣隙邊緣磁場(chǎng)最弱，窗口磁場(chǎng)的分量基本上是平行于導(dǎo)體的一維分布，類似于變壓器中的漏磁場(chǎng)。

 

在導(dǎo)體中流過(guò)高頻電流時(shí)，氣隙邊緣磁場(chǎng)也是高頻交變的，因此它會(huì)在導(dǎo)體中產(chǎn)生很大的渦流損耗，用有限元方法對(duì)此分析非常方便。當(dāng)采用4.2.1(a)中的氣隙分布時(shí)漏在空氣中的磁場(chǎng)較小;而4.2.1 (b)中的散落在空氣中的外部磁場(chǎng)較大，對(duì)外界電磁污染較大; 4.2.1 (c)中氣隙邊緣磁場(chǎng)和外部磁場(chǎng)都比較小，使用時(shí)應(yīng)該根據(jù)實(shí)際要求折衷考慮。

 

圖4.2.1 氣隙處于的三種不同位置的電感

 

我們以氣隙至磁芯頂部的距離與磁芯中柱高度之比（hg/h)為變量，可得出氣隙在不同位置時(shí)電感器損耗變化圖如下：

 

圖4.2.1 損耗隨氣隙位置變化圖

 

由此圖可知，氣隙在中間時(shí)損耗最小，在兩端時(shí)損耗最大，差別可達(dá)100%。這也就是我們通常EE Core用得比EI Core多的一個(gè)原因。

 

擴(kuò)散磁通與氣隙形狀有關(guān)，與位置關(guān)系不大，當(dāng)然當(dāng)它在兩端時(shí)由于磁路長(zhǎng)度發(fā)生一定變化，還是有所變化的。

減小氣隙邊緣磁通的方法主要有以下幾種:

 

①通過(guò)使導(dǎo)體遠(yuǎn)離氣隙，保持導(dǎo)體和氣隙之間有一定的距離來(lái)減小氣隙邊緣磁通的影響，但是磁芯窗口寬度是很有限的，這樣做會(huì)減小磁芯窗口的利用率。

 

②將繞組導(dǎo)體放置在磁芯窗口中一個(gè)固定的區(qū)域中，而這個(gè)區(qū)域邊緣磁通很小，這種方式同樣可以減小氣隙邊緣磁通造成的導(dǎo)體渦流損耗，但是這種方式增加了繞線的復(fù)雜性。

 

③采用分布式氣隙或均勻分布?xì)庀?。因?yàn)樵跉庀犊傞L(zhǎng)度不變的情況下，每個(gè)氣隙的尺寸得以減小，這種方式可以在很大程度上減小氣隙邊緣磁通，它附近導(dǎo)體的渦流損耗會(huì)有較大的改善，但是這種方式的磁芯需要特殊的加工，比較復(fù)雜。同時(shí)增加太多的小氣隙，對(duì)減少繞組的損耗不一定明顯。

 

磁芯和繞組參數(shù)同圖4.2.2(a)和表1中的三種方案。氣隙布置在3個(gè)磁芯柱上，每個(gè)磁芯柱上的氣隙總長(zhǎng)為0.6mm，拆分成的小氣隙在磁柱上均勻分布，圖4.2.5為每個(gè)磁柱上6個(gè)分布小氣隙的示意圖。當(dāng)電感繞組中通過(guò)幅值為1A，頻率為300kHz的正弦電流時(shí)，用Ansoft Maxwell 2D 電磁場(chǎng)有限元軟件得到單位長(zhǎng)度的繞組損耗隨小氣隙個(gè)數(shù)的變化趨勢(shì)如圖4.2.6所示。

 

圖4.2.2  （a）銅箔繞組結(jié)構(gòu)圖（b）漆包線繞組結(jié)構(gòu)圖

 

圖4.2.3     漆包線繞組和銅箔繞組的磁通分布圖

 

圖4.2.4 繞組損耗隨氣隙間磁柱長(zhǎng)度變化的關(guān)系圖

 

圖4.2.5  多氣隙結(jié)構(gòu)圖

 

圖4.2.6  繞組損耗與分布?xì)庀秱€(gè)數(shù)的關(guān)系圖

 

對(duì)圖4.2.6所示的結(jié)果進(jìn)行分析，剛開始增加氣隙的個(gè)數(shù)，能大大減少繞組的損耗。但氣隙的個(gè)數(shù)增加到6到7個(gè)氣隙以后，再增加氣隙的個(gè)數(shù)對(duì)繞組損耗影響不大。

 

在方案1中當(dāng)磁柱上為一個(gè)集中氣隙時(shí)，氣隙長(zhǎng)度為0.6mm，繞組距磁芯邊柱的距離為0.45mm，即繞組距邊柱為0.75個(gè)氣隙長(zhǎng)度。當(dāng)磁柱上為兩個(gè)小氣隙時(shí)，氣隙長(zhǎng)度為0.3mm，繞組距邊柱為2個(gè)小氣隙的距離，從圖4.2.6可見此時(shí)增加氣隙能大大減少繞組的損耗。當(dāng)磁柱上為4個(gè)氣隙時(shí)，小氣隙長(zhǎng)度為0.15mm，繞組距邊柱為3個(gè)小氣隙長(zhǎng)度，以后再增加氣隙的個(gè)數(shù)，繞組損耗的減少就不多了，當(dāng)氣隙增加到6個(gè)時(shí)，小氣隙長(zhǎng)度為0.1mm，繞組距邊柱為4.5個(gè)小氣隙長(zhǎng)度，以后再增加氣隙的個(gè)數(shù)，繞組損耗的減少就不明顯了。這和繞組應(yīng)避開氣隙3個(gè)氣隙長(zhǎng)度的距離是一致的。因?yàn)樵僭黾永@組避開氣隙的距離，氣隙附近的擴(kuò)散磁通對(duì)繞組的損耗影響就較小了。根據(jù)上面的分析，當(dāng)繞組距氣隙的距離增大時(shí)，所需的小氣隙個(gè)數(shù)應(yīng)該減少。在方案2中繞組距氣隙的距離為0.65mm，用AnsoftMaxwell 2D 電磁場(chǎng)有限元軟件得到單位長(zhǎng)度的繞組損耗如圖4.2.6所示。可見比方案1可用較少的氣隙個(gè)數(shù)。在方案3中繞組距氣隙的距離為0.85mm，用AnsoftMaxwell 2D 電磁場(chǎng)有限元軟件得到單位長(zhǎng)度的繞組損耗如圖4.2.6所示，可見比方案2可用較少的氣隙個(gè)數(shù)。

 

根據(jù)前面的分析，為了減少繞組損耗，小氣隙的個(gè)數(shù)應(yīng)增加到使繞組距氣隙的距離大于3個(gè)小氣隙。但沒(méi)有必要增加氣隙的個(gè)數(shù)使繞組距氣隙的距離大于5個(gè)小氣隙的距離，因?yàn)榇藭r(shí)再增加氣隙個(gè)數(shù)對(duì)繞組損耗影響很小。

 

由以上分析可以得到以下結(jié)論：

 

1)   高頻磁件繞組的交叉換位技術(shù)能夠有效降低繞組的交流電阻和漏感;

 

2)   繞組層間距對(duì)交流電阻的影響與磁件的結(jié)構(gòu)有關(guān);

 

3)   采用分布?xì)庀犊梢杂行Ы档蜌庀稊U(kuò)散磁通的影響, 另外變換氣隙的位置及繞組相對(duì)氣隙的形狀, 也可以減小繞組的交流電阻。

 

4)  氣隙設(shè)在磁芯窗口的拐角處或其附近，使擴(kuò)散磁通更容易深入到磁芯窗口內(nèi)，易導(dǎo)致繞組損耗增加。分別由漆包線和銅箔構(gòu)成的繞組，電感氣隙位置對(duì)磁芯窗口內(nèi)旁路磁通的影響是不同的，最終導(dǎo)致對(duì)電感繞組損耗影響的不同。

 

5)  采用分布小氣隙代替集中的大氣隙時(shí)，當(dāng)氣隙間的磁柱長(zhǎng)度約為5個(gè)氣隙長(zhǎng)度左右時(shí)，氣隙之間的影響較小。

 

采用較多的分布小氣隙代替集中氣隙時(shí)，小氣隙的個(gè)數(shù)應(yīng)增加到使繞組距氣隙的距離大于3個(gè)小氣隙。但沒(méi)有必要增加氣隙的個(gè)數(shù)使繞組距氣隙的距離大于5個(gè)小氣隙，因?yàn)榇藭r(shí)再增加氣隙個(gè)數(shù)對(duì)繞組損耗影響很小。

 

 

對(duì)磁性元件的繞組進(jìn)行合理設(shè)計(jì), 能夠有效地提高磁性元件性能，但是磁性元件的設(shè)計(jì)是一個(gè)復(fù)雜的綜合過(guò)程, 包含非常多的內(nèi)容, 需要整體、系統(tǒng)地考慮各種因素。