【導(dǎo)讀】對于需要生成負(fù)電壓軌的應(yīng)用，可以考慮多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如 "生成負(fù)電壓的藝術(shù)" 一文所述。1但是，如果輸入和/或輸出端的絕對電壓超過24 V，并且所需的輸出電流可以達(dá)到幾安，則充電泵和LDO負(fù)壓穩(wěn)壓器將會因其低電流能力被棄用，而其電磁組件的尺寸，會導(dǎo)致反激式和?uk轉(zhuǎn)換器解決方案變得相當(dāng)復(fù)雜。
問題:
如何輕松地為高壓反相降壓-升壓拓?fù)溥x擇合適的線圈？
答案:
使用簡化的占空比方程來繪制線圈電流紋波與電路輸入電壓（轉(zhuǎn)換為輸出電壓）之間的關(guān)系，然后使用 LTspice?驗(yàn)證結(jié)果。
簡介
對于需要生成負(fù)電壓軌的應(yīng)用，可以考慮多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如 "生成負(fù)電壓的藝術(shù)" 一文所述。1但是，如果輸入和/或輸出端的絕對電壓超過24 V，并且所需的輸出電流可以達(dá)到幾安，則充電泵和LDO負(fù)壓穩(wěn)壓器將會因其低電流能力被棄用，而其電磁組件的尺寸，會導(dǎo)致反激式和?uk轉(zhuǎn)換器解決方案變得相當(dāng)復(fù)雜。
因此，在這種條件下，反相降壓-升壓拓?fù)淠茉诟咝屎托〕叽缰g達(dá)成較好的折衷效果。
但是，要實(shí)現(xiàn)這些優(yōu)勢，必須充分了解高壓條件下反相降壓-升壓拓?fù)涞墓ぷ髟?。在深入研究這些細(xì)節(jié)之前，我們首先簡要回顧一下反相降壓-升壓拓?fù)?。然后，比較反相降壓-升壓拓?fù)?、降壓拓?fù)浜蜕龎和負(fù)涞年P(guān)鍵電流路徑。
三種基本的非隔離拓?fù)?/p>
反相降壓-升壓拓?fù)鋵儆谌N基本的非隔離開關(guān)拓?fù)洹＿@些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都包括一個控制晶體管（通常是一個MOSFET）、一個二極管（可能是肖特基二極管或有源二極管，即同步MOSFET），以及一個作為儲能元件的功率電感。這三個元件之間的共同連接稱為開關(guān)節(jié)點(diǎn)。功率電感相對于開關(guān)節(jié)點(diǎn)的位置決定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
如果線圈位于開關(guān)節(jié)點(diǎn)和輸出之間，將構(gòu)成DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，我們在下文中將其簡稱為降壓轉(zhuǎn)換器。或者，如果線圈位于輸入和開關(guān)節(jié)點(diǎn)之間，將構(gòu)成DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器，簡稱為升壓轉(zhuǎn)換器。最后，如果線圈位于開關(guān)節(jié)點(diǎn)和地(GND)之間，則構(gòu)成DC-DC反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。
在每個開關(guān)周期，甚至在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下，所有三種拓?fù)浒慕M件和PCB走線的電流會快速變化，導(dǎo)致圖1c、2c和3c突出顯示的噪聲轉(zhuǎn)移。盡可能設(shè)計(jì)較小的熱回路，以降低電路輻射的電磁干擾(EMI)。這里，需要提醒大家的是，熱回路并非一定是電流循環(huán)流動的物理回路。實(shí)際上，在圖1、圖2和圖3突出顯示的各個回路中，由紅色和藍(lán)色突出顯示的組件和線路構(gòu)成熱回路，其電流急劇轉(zhuǎn)換并不會發(fā)生在相同方向。
圖1. 屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運(yùn)行的降壓轉(zhuǎn)換器。
圖2. 屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運(yùn)行的升壓轉(zhuǎn)換器。
圖3. 屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運(yùn)行的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。
對于圖3所示的CCM下運(yùn)行的反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器，熱回路由CINC、Q1和D1構(gòu)成。與降壓和升壓拓?fù)渲械臒峄芈废啾?，反相降?升壓拓?fù)涞臒峄芈钒挥谳斎牒洼敵龆说慕M件。在這些組件中，當(dāng)控制MOSFET開啟時，二極管（或者，如果使用同步MOSFET，則為體二極管）的反相恢復(fù)會生成最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念來考慮控制這兩個方面的輻射EMI，所以您肯定不希望通過低估在高輸入和/或輸出電壓條件下所需的反相降壓-升壓電感，通過過大的線圈電流紋波生成額外的輻射EMI。對于依賴自己所熟悉的升壓拓?fù)鋪泶_定反相降壓-升壓電路電感的工程師來說，他們會面臨這種風(fēng)險，我們可以通過比較這兩種拓?fù)淇辞暹@一點(diǎn)。
高壓反相降壓-升壓拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)考量
升壓拓?fù)浜头聪嘟祲?升壓拓?fù)渖傻慕^對輸出電壓的幅度要高于輸入電壓。但是，這兩種拓?fù)渲g存在差異，可以通過CCM中各自的占空比（在公式1和公式2中提供）來突出顯示。請注意，這些都是一階近似值，未考慮通過肖特基二極管和功率MOSFET時產(chǎn)生的壓降等影響。
圖4左側(cè)顯示的是在VIN = 12 V時，這些占空比變化的一階近似值與|VOUT|的關(guān)系。此外，假設(shè)在這兩種情況下，電源線圈的開關(guān)頻率(fSW)為1 MHz，電感為1 μH，則線圈電流紋波變化與VOUT的關(guān)系如圖4右側(cè)所示。
圖4. 反相降壓-升壓和升壓轉(zhuǎn)換器中，VIN = 12 V時占空比和線圈電流紋波與|VOUT|的關(guān)系。
從圖4可以看出，與升壓拓?fù)湎啾?，|VOUT|更低時，反相降壓-升壓拓?fù)涞恼伎毡葘^50%：分別為12 V和24 V。大家可以參考圖5加深理解。
在升壓拓?fù)渲?，電感位于輸入和輸出之間的路徑中。因此，通過功率電感(VL)的電壓會并入VIN，以提供所需的VOUT。但是，在反相降壓-升壓拓?fù)渲?，輸出電壓由VL提供。在這種情況下，功率電感必須為輸出端提供更多電能，這就是|VOUT|更低時，占空比卻已達(dá)到50%的原因。
圖5. 線圈位置對獲得輸出電壓的影響。
我們可以換種說法來表述，當(dāng)|VOUT|/VIN比下降時，反相降壓-升壓拓?fù)涞恼伎毡冉档退俣纫壬龎和負(fù)渎?。這是設(shè)計(jì)期間要考慮的一個重要事實(shí)，大家可以參考圖6更好地了解其影響，其中已重繪占空比和線圈電流紋波的一階近似值，但是是占空比與VIN之間的曲線。
圖6. 反相降壓-升壓和升壓轉(zhuǎn)換器中，|VOUT| = 48 V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關(guān)系。
如圖6所示，線圈電流紋波(ΔIL)與VIN和D成正比。在升壓拓?fù)渲?，?dāng)VIN高于VOUT的一半時，占空比下降的速度快于VIN升高的速度，從VIN = 24 V時的50%下降到VIN = 42 V時的25%，如圖6左側(cè)圖中的藍(lán)色曲線所示。因此，對于圖6右側(cè)圖所示的升壓拓?fù)?，在VIN高于24 V時，ΔIL會快速降低。
但是，對于反相降壓-升壓拓?fù)?，如之前圖4所示，當(dāng)|VOUT|/VIN下降時，或者說，VIN增大，以提供固定的|VOUT|時，D非常緩慢地下降。圖6左側(cè)圖中的綠色曲線顯示了這一點(diǎn)，當(dāng)VIN升高62.5%，從48 V升高到78 V時，占空比僅損失25%。由于D的下降不能抵消VIN的升高，線圈電流紋波會隨VIN升高而大幅增加，如圖6右側(cè)圖中的綠色曲線所示。
總體來說，與升壓拓?fù)湎啾龋聪嘟祲?升壓拓?fù)湓诟邏簵l件下具有更高的線圈電流紋波，所以，在相同的fSW下，反相降壓-升壓拓?fù)湫枰叩木€圈值。我們可以借助圖7，根據(jù)具體情況運(yùn)用這一知識，當(dāng)然，也是基于一階近似值。
圖7. 反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器中，VOUT = –12 V和–150 V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關(guān)系。
具有寬輸入電壓范圍和高輸出電流的應(yīng)用
我們考慮一下VIN = 7 V至72 V，VOUT = –12 V，電流為5 A的應(yīng)用。在這個高輸出電流下，我們選擇使用同步控制器(LTC3896)來實(shí)現(xiàn)高效率。
選擇電感
在CCM中使用LTC3896時，建議將ΔIL保持在IOUT,MAX（例如，為5 A時）的30%和70%之間。因此，我們在設(shè)計(jì)時，希望在整個輸入電壓范圍內(nèi)，ΔIL保持在1.5 A和3.5 A之間。此外，保持在這個推薦的范圍內(nèi)，也就是IOUT,MAX的30%和70%之間意味著比率最多能達(dá)到2.33，即70%除以30%，也就是輸入電壓范圍內(nèi)最高電流紋波與最低電流紋波之間的比率。如之前觀察到的結(jié)果，對于反相降壓-升壓拓?fù)溥@類ΔIL會隨VIN大幅變化的拓?fù)鋪碚f，這并不是一項(xiàng)簡單的任務(wù)。
參考圖7可以看出，當(dāng)fSW = 1 MHz，L = 1 μH時，線圈電流紋波會在4.42 A和10.29 A之間變化，這個值太高了。要使最低ΔIL達(dá)到我們建議的下限1.5 A或IOUT,MAX的30%，我們需要將現(xiàn)在的值4.42 A降低三倍。我們可以將fSW設(shè)置為300 kHz，選擇10 μH電感，加上FREQ引腳上的47.5 k?電阻來實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。實(shí)際上，這會使ΔIL降低，(1 μH × 1 MHz)/(300 kHz × 10 μH) = 1/3。
由于這種降低，現(xiàn)在，在整個輸入電壓范圍內(nèi)，線圈電流紋波(ΔIL)會在1.5 A和3.4 A之間（IOUT,MAX的30%和68%之間）變化。我們會獲得 LTC3896 數(shù)據(jù)手冊最后一頁所提供的電路，如圖8所示。
圖8. LTC3896電路：VIN = 7 V至72 V，VOUT- = –12 V，fSW = 300 kHz。
使用LTspice驗(yàn)證我們的電感選擇
對于線圈電流紋波，我們可以使用LTspice來仿真相同的LTC3896電路，如圖9所示，以得出更準(zhǔn)確的值。在圖10中，VIN = 7 V和72 V時，ΔIL分別等于約1.45 A和3.5 A，這與之前根據(jù)圖7以及降低fSW和L獲取的一階近似值一致。請注意，圖10所示的線圈電流在流向RSENSE時，被視為是正電流。
使用LTspice仿真還有一個好處，可以確定運(yùn)行期間的峰值線圈電流，即在最低輸入電壓為7 V時的電流。
圖9. 使用LTspice仿真的LTC3896電路。
圖10. 測量VIN = 7 V和72 V時ΔIL的值，使用之前的LTspice電路獲取峰值線圈電流。
如圖10所示，應(yīng)用的峰值線圈電流接近15.4 A。獲得這個值后，可以選擇電流額定值足夠高的功率電感。
設(shè)計(jì)采用更高的輸出電壓時
回到圖7，在VIN的范圍為12 V至40 V，VOUT = –150 V這個假設(shè)情況下，其中也提供了電流紋波值。
要注意的第一點(diǎn)是，在相同的fSW和L下，要得出更高的VOUT，電流紋波會大幅增高。如此高的ΔIL往往不可取，因此，與之前的示例相比，我們需要降低更多倍數(shù)，這意味著在相同的fSW下，采用更大的電感。
第二點(diǎn)是關(guān)于ΔIL在整個輸入電壓范圍內(nèi)的變化。在之前的示例中，VOUT = –12 V，從最低紋波到最高紋波，ΔIL只增加了約2.33倍，輸入電壓卻增長了超過10倍。在當(dāng)前的示例中，VOUT = –150 V，從最低電流紋波到最高電流紋波，ΔIL已經(jīng)增大2.85倍，但輸入電壓只增大了3.33倍，從12 V增大到40 V。
還好，這種挑戰(zhàn)只存在于CCM情況下。在斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)下，IOUT(MAX)的30%至70%這種限制不再適用。無論如何，在IOUT(MAX) = 5 A時，要一步將VIN = 12 V轉(zhuǎn)換為VOUT = –150 V還是太過費(fèi)力。在任何情況下，要進(jìn)行這種電壓轉(zhuǎn)換時，需要的輸出電流一般很低，表示我們采用DCM模式。例如，LTC3863數(shù)據(jù)手冊最后一頁所示的電路就是如此，如圖11所示。
因?yàn)镈C電流低，所以在這些情況下使用非同步控制器（例如LTC3863）就足以提供不錯的效率。關(guān)于在DCM下的這種LTC3863設(shè)計(jì)，LTspice提供的LTC3863電路是一個不錯的工具，可用于優(yōu)化線圈選擇。
圖11. LTC3863電路：VIN = 12 V至40 V，VOUT- = –150 V，fSW = 320 kHz。
結(jié)論
反相降壓-升壓拓?fù)涞臒峄芈钒挥谳斎牒洼敵龆说慕M件，所以其布局難度要高于降壓拓?fù)浜蜕龎和負(fù)洹?/p>
雖然與升壓拓?fù)溆行╊愃频牡胤剑陬愃频膽?yīng)用條件下，反相降壓-升壓拓?fù)涞碾娏骷y波更高，這是因?yàn)榫€圈是其唯一的輸出來源（如果我們忽略輸出電容）。
對于具有高輸入和/或輸出電壓的反相降壓-升壓應(yīng)用，線圈電流紋波可能更高。為了控制電流紋波，與升壓拓?fù)湎啾?，反相降?升壓拓?fù)鋾褂酶叩碾姼兄?。我們通過一個實(shí)例展示了如何根據(jù)應(yīng)用條件來快速調(diào)節(jié)電感。
參考資料
1Frederik Dostal。 "生成負(fù)電壓的藝術(shù)"。 電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)，2016年1月。
來源：ADI
作者：Olivier Guillemant
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