本應(yīng)用筆記給出了一個(gè)簡(jiǎn)單的外部電路，它能將初始電流尖峰降至最小并在200ns至500ns內(nèi)隔離短路故障。 

 

 

我們來(lái)考察采用MAX4272構(gòu)建的+12V、6A典型熱插拔控制電路(圖1)。根據(jù)MAX4272的規(guī)格指標(biāo)，可知其包含觸發(fā)門(mén)限分別為50mV和200mV的低速和快速比較器(整個(gè)溫度范圍內(nèi)，容限分別為43.5mV至56mV和180mV至220mV)。觸發(fā)電流大小通常為工作電流的1.5至2.0倍，選擇RSENSE = 5mΩ。RSENSE允許有5%的容限，過(guò)載條件下低速比較器的觸發(fā)電流范圍是8.28A至11.76A；發(fā)生短路時(shí)，快速比較器的觸發(fā)電流范圍是34A至46.2A。

 

圖1. 典型的熱插拔控制電路

 

低速比較器的最低觸發(fā)門(mén)限比正常工作電流高38%，快速比較器的短路觸發(fā)門(mén)限是工作電流的6至8倍。

 

快速比較器的延遲時(shí)間為350ns，這一時(shí)段的短路電流尖峰僅受限于電路阻抗。此后電流緩慢下降，直至完全隔離短路故障，3mA柵極下拉電流限制了MOSFET M1柵極電容(3nF至4nF)的放電速率。短路電流在15µs至40µs內(nèi)緩慢減小，與此同時(shí)，柵極電壓從19V被拉到接近地電位。

 

 

最初350ns內(nèi)的峰值電流由以下因素決定：

 

(a) 電源ESR，(b) 短路狀態(tài)，(c) RSENSE阻值，(d) M1的RDS(ON)，(e) M1的ID(ON)。

 

以上參數(shù)均采用最接近實(shí)際情況的取值，可以計(jì)算出短路時(shí)電路的總阻抗：

 

(電源ESR ≈ 4mΩ) + (短路環(huán)節(jié) ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。

 

這時(shí)，短暫的峰值電流為：ISC ≈ 750A，并取決于電源的儲(chǔ)能電容(帶2200µF電容的低ESR背板以750A電流放電時(shí)，1µs內(nèi)電壓僅降低340mV)。這種情況下，實(shí)際的峰值ISC會(huì)由M1的ID(ON)限制到400A左右。

 

ID(ON)取決于VGS，因此有必要檢查電路，以確定這一時(shí)段的柵-源電壓。MAX4272包含一個(gè)內(nèi)部電荷泵，可使正常工作時(shí)的柵極電壓高出VIN約7V。因而MOS管導(dǎo)通時(shí)VGS = 7V。

 

短路的第二個(gè)影響是它實(shí)際上增加了VGS。短路在M1的漏-源之間引入了一個(gè)電壓階躍 -等于總輸入電壓的一部分。由于M1的RD(ON)約為預(yù)估的短路總阻抗的1/3，此時(shí)施加的VDS約為12V階躍電壓的1/3。由漏-柵電容cdg和柵-源電容cgs組成的分壓器會(huì)將該階躍電壓的一部分轉(zhuǎn)移到柵極。經(jīng)過(guò)適當(dāng)計(jì)算，可知引入的額外ΔVGS為300mV至500mV，但短路期間進(jìn)行的測(cè)試表明該值可高達(dá)ΔVGS = +3V。

 

至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路會(huì)在幾微秒至幾十微秒內(nèi)產(chǎn)生數(shù)百安培的電流。

 

設(shè)計(jì)者可能希望將ISC峰值限制在50A，持續(xù)時(shí)間小于1µs，但如果不增加更快速的比較器和柵極下拉電路的話，這一要求是不切實(shí)際的。然而，可以考慮對(duì)電路做一些簡(jiǎn)單的修改。

 

1.在內(nèi)部快速比較器最初的350ns響應(yīng)時(shí)間內(nèi)，電流會(huì)由ID(ON)限制在幾百安以內(nèi)，此時(shí)可以通過(guò)增加一個(gè)簡(jiǎn)單的外部電路來(lái)加快柵極放電，從而將短路持續(xù)時(shí)間限制≤ ½µs。

 

2.或者用一個(gè)稍復(fù)雜的外部電路將Isc峰值限制在100A范圍內(nèi)，并且持續(xù)時(shí)間≤ 200ns。

 

 

只需增加一個(gè)PNP型達(dá)林頓管Q1，即可極大地縮短大短路電流的持續(xù)時(shí)間，如圖2所示。二極管D1允許柵極在導(dǎo)通狀態(tài)下正常充電，而關(guān)斷時(shí)控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅(qū)動(dòng)Q1的基極。然后Q1在約100ns時(shí)間內(nèi)迅速完成柵極放電。這樣，發(fā)生短路時(shí)的大電流持續(xù)時(shí)間大為縮短，僅略大于快速比較器350ns的延遲時(shí)間。

 

圖2. 具有快速柵極下拉的熱插拔控制器

 

 

借助圖3所示的電路，可以將短路電流限制在約100A以下，持續(xù)時(shí)間小于200ns。當(dāng)RSENSE兩端的電壓差達(dá)到約600mV時(shí)，PNP型晶體管Q1a將觸發(fā)并驅(qū)動(dòng)NPN型晶體管Q1b，從而使M1的柵極電容快速放電。

 

圖3. 具有快速短路峰值電流限制功能的熱插拔控制器

 

M1柵極和源極之間的C2可進(jìn)一步減小發(fā)生短路時(shí)作用在柵極上的正向瞬態(tài)階躍電壓，該電容的取值范圍為10nF至100nF。

 

齊納二極管D1用來(lái)將VGS限制到7V (MAX4272提供該電壓)以下的某個(gè)值。

 

雖然齊納二極管D1在偏置電流為5mA時(shí)的額定值為5.1V，但在本電路中，MAX4272僅能輸出100µA的柵極充電電流(齊納二極管偏置電流)，因此D1會(huì)將VGS限制在3.4V左右。受到限制的VGS可降低ID(ON)，當(dāng)然RD(ON)會(huì)增大一些。根據(jù)MOS管的數(shù)據(jù)資料可知：VGS為3.4V時(shí)RD(ON)為5mΩ，VGS為7V時(shí)RD(ON)為3mΩ。這樣可以更快地關(guān)斷M1。

 

D1和C2也可以用在圖1和圖2的電路中，以降低短路時(shí)的ID(ON)。

 

 

沒(méi)有什么比制造短路更簡(jiǎn)單了。

 

但要產(chǎn)生牢固可靠并且重復(fù)性較好的短路情況非常富有挑戰(zhàn)性。本測(cè)試對(duì)以下幾種制造短路的方法進(jìn)行了評(píng)估。

 

 

最可行的實(shí)驗(yàn)室方法是采用多個(gè)大輸出CMOS施密特線路驅(qū)動(dòng)器來(lái)驅(qū)動(dòng)多個(gè)并連、低RD(ON)、NMOS晶體管。由于時(shí)間和資源所限，這一方案未被采納。 

 

如果在實(shí)驗(yàn)室里通過(guò)機(jī)械手段，來(lái)始終如一地產(chǎn)生帶陡峭電流波前的真正低阻短路故障極為困難。電路工作時(shí)幾乎肯定會(huì)經(jīng)歷這種意外短路故障。

 

通常人為制造短路將產(chǎn)生如圖4所示的電容放電電流和電壓波形。上方曲線是選擇5V/div檔位時(shí)記錄的短路輸出電壓， 可以看出大部分時(shí)間(25µs/div)內(nèi)電容放電不足一半。下方曲線是選擇25A/div檔位時(shí)記錄的短路電流，可清楚地顯示出接觸是斷斷續(xù)續(xù)的。

 

圖4. 不規(guī)則的機(jī)械短路信號(hào)波形

 

構(gòu)建ESR低于5mΩ的電源也不容易。盡管如此，仍竭盡全力構(gòu)建了一個(gè)低ESR (4–5mΩ)的電壓源，經(jīng)細(xì)心測(cè)量，可知在100A短路情況下電壓下降440mV。該電壓源的輸入端直接并聯(lián)了1個(gè)5500µF的計(jì)算機(jī)等級(jí)電解電容、1個(gè)3.3µF多層陶瓷電容以及6個(gè)100µF專(zhuān)業(yè)聚合物鋁電解電容，并由1個(gè)10A電源驅(qū)動(dòng)。

 

 

圖1所示電路(未作改進(jìn))的短路電流波形如圖5所示。由于測(cè)量的是電流檢測(cè)電阻RS兩端的電壓，并且示波器地與測(cè)試電路的+12V輸入端相連，因此信號(hào)波形看上去是反相的。RS為6mΩ，電壓檔位選擇1V/div，峰值電壓為2400mV或400A。電流波前并不像接觸良好時(shí)一樣陡峭。

 

圖5. 電路未作改動(dòng)時(shí)具有400A峰值短路電流

 

觀察圖6所示的電壓信號(hào)波形有助于加深理解，圖中給出了短路時(shí)的輸出電壓、M1柵極電壓波形以及RS兩端的電壓。所有電壓均以+12V輸入為參考。

 

圖6. 電路未作改動(dòng)時(shí)的短路電壓和電流波形 

 

VOUT - VIN信號(hào)波形顯示，短路期間VOUT下降了7V，這表明短路阻抗只略低于總電路阻抗的½。更低阻抗的短路故障會(huì)產(chǎn)生高于400A的峰值電流。信號(hào)波形還表明在開(kāi)始的300ns內(nèi)短路不是完全牢固可靠；這導(dǎo)致了VSENSE信號(hào)波形緩慢下落。 

 

由VGATE波形可以看出，最初VGS = 7V，由于VOUT下降，1µs后增至10V左右。5µs后VGS僅降至9V，20µs時(shí)降至6V，33µs時(shí)降至4V。由于放電電流僅為3mA，因此柵極放電緩慢。這樣一來(lái)，發(fā)生短路故障后27µs內(nèi)短路電流仍為100A。

 

圖2的快速柵極下拉電路不大會(huì)降低最初的短路電流，但PNP型達(dá)林頓管下拉會(huì)迅速終止電流信號(hào)波形。這種配置下的短路電流信號(hào)波形如圖7所示，峰值電流仍為2400mV或400A，但快速比較器在370ns觸發(fā)后，電流可在50ns內(nèi)阻斷。還應(yīng)注意，短路電流信號(hào)波形是非常陡峭的，表明機(jī)械短路非常可靠。

 

圖7. 快速下拉電路的短路電流波形

 

當(dāng)電路電容給輸入電容充電時(shí)電源電流發(fā)生反向，并導(dǎo)致+12V輸入端出現(xiàn)一個(gè)小幅正向過(guò)沖。 

 

圖3的快速短路峰值電流限制電路在限制峰值電流以及短路電流持續(xù)時(shí)間方面均有效。如圖8所示，RS (6mΩ)兩端的電壓峰值為600mV，對(duì)應(yīng)100A峰值電流。短路電流阻斷極其迅速，電流脈沖在200ns內(nèi)完全終止。

 

圖8. 改進(jìn)后熱插拔控制器電路的短路電流脈沖

 

利用該技術(shù)可將背板電源干擾降至最低，如圖9所示，會(huì)在測(cè)試方法一節(jié)中提到的+12V電源上產(chǎn)生小于±500mV的峰值電壓干擾。

 

圖9. 圖3電路發(fā)生短路時(shí)引起的背板干擾

 

再次看到陡峭的電流波前，表明這是一個(gè)質(zhì)量非常高的短路狀態(tài)。遺憾的是，很難復(fù)現(xiàn)這樣的陡峭電流波形。
 

那么發(fā)生了什么?

 

PNP-NPN檢測(cè)/下拉電路終止短路電流(然后解除控制)如此迅速，以至于MAX4272快速比較器沒(méi)有足夠的時(shí)間觸發(fā)(響應(yīng)時(shí)間 = 350ns)。圖10顯示了500µs時(shí)段的VGS信號(hào)波形(短路開(kāi)始后450µs)。由于100µA的柵極充電電流仍然存在，已經(jīng)被放電的柵極電壓又開(kāi)始上升。大約130µs后，柵極電壓被充分充電(3V)，VOUT升至大約1V，這時(shí)短路電流再次開(kāi)始流動(dòng)。重新充電的過(guò)程很慢，足以使快速比較器在電流為33A時(shí)觸發(fā)(200mV/6mΩ)，IC將執(zhí)行關(guān)斷和閉鎖操作。

 

圖10. 短路情況下VGS的時(shí)間壓縮視圖

 

 

當(dāng)熱插拔控制電路發(fā)生短路故障時(shí)，本文討論的兩種電路都可以通過(guò)限制功耗來(lái)保護(hù)背板電源。圖2所示的簡(jiǎn)單電路能夠?qū)⒍搪冯娏鞒掷m(xù)時(shí)間縮短到500ns以內(nèi)；圖3電路稍微復(fù)雜些，但可將短路電流限制在100A以內(nèi)，并且短路電流脈寬小于200ns。

 

以上任何一種技術(shù)都適用于大多數(shù)熱插拔控制電路。 

 

取決于電源內(nèi)阻、短路阻抗以及短路故障本身的特性和故障發(fā)生時(shí)間，個(gè)別測(cè)試結(jié)果會(huì)存在一定差異。

 

本文來(lái)源于Maxim。