圖1顯示的是一個(gè)廣泛使用的、基于二極管的RF檢波電路原理圖。可以把它看成一個(gè)帶有輸出濾波的簡易半波整流器。輸入信號的正半周期正向偏置肖特基二極管，進(jìn)而對電容充電。在負(fù)半周期時(shí)，二極管反向偏置，導(dǎo)致電容上的電壓處于保持狀態(tài)，產(chǎn)生與輸入信號成比例的直流輸出。為了在輸入信號下降或關(guān)斷時(shí)讓此電壓下降，采用電阻與電容的并聯(lián)組合來提供放電路徑。

 

圖1. 基于二極管的肖特基RF檢波器

 

圖2顯示了此電路的傳遞函數(shù)。輸入功率以dB為單位調(diào)整，輸出電壓以對數(shù)垂直刻度表示。觀察25°C傳遞函數(shù)，發(fā)現(xiàn)曲線上有兩個(gè)不同的工作區(qū)間。稱為線性區(qū)間的區(qū)域?yàn)檩斎敕秶捻敹?約15 dBm)到大約0 dBm。術(shù)語“線性區(qū)間”是由于該區(qū)域內(nèi)的輸出電壓與輸入電壓大致成比例而得名。

 

圖2. 基于二極管的肖特基RF檢波器傳遞函數(shù)

 

0 dBm以下是所謂的平方律區(qū)域。在此區(qū)域內(nèi)，輸出電壓大致與輸入電壓的平方成比例。這導(dǎo)致曲線的斜率較高。

 

圖2還顯示了–40°C和+85°C溫度下的電路輸出電壓與輸入功率傳遞函數(shù)的關(guān)系。它表明0 dBm以下的功率電平偏差較大。這使得器件在溫度變化稍大的應(yīng)用中變得不穩(wěn)定。

 

有一些技術(shù)可在某種程度上緩解溫度漂移。這些技術(shù)包括引入第二個(gè)參考二極管作為電路的一部分，或者作為獨(dú)立電路，具有獨(dú)立的輸出。參考二極管的溫度漂移與主二極管匹配。通過減法處理(模擬域或數(shù)字域，具體根據(jù)電路結(jié)構(gòu)決定)，可在一定程度上消除漂移。

 

圖3顯示了ADL6010——一款基于二極管的集成式肖特基檢波器，具有大量的創(chuàng)新特性——在25 GHz時(shí)的傳遞函數(shù)。作為信號處理的一部分，輸入信號通過一個(gè)僅在信號低于特定功率電平時(shí)才執(zhí)行平方根操作的電路。躍遷點(diǎn)故意設(shè)置為等于二極管從平方律區(qū)間躍遷至線性區(qū)間的功率電平。因此，二極管的平方律效應(yīng)得以消除，而兩個(gè)區(qū)間的傳遞函數(shù)也不如圖1那么明顯了。

 

圖3. 25 GHz時(shí)集成式肖特基二極管檢波器的輸出電壓與輸入功率和線性度誤差的關(guān)系

 

圖3還顯示了從–55°C到+125°C范圍內(nèi)各種溫度的傳遞函數(shù)曲線。另外，還標(biāo)出了傳遞函數(shù)隨溫度發(fā)生的變化。將25°C傳遞函數(shù)的線性回歸作為基準(zhǔn)，以dB為單位標(biāo)出每一溫度下的誤差。由于集成式溫度補(bǔ)償電路和平方律消除電路的作用，可以看到在輸入的絕大部分范圍內(nèi)，線性度和溫度漂移產(chǎn)生的誤差大約為±0.5 dB。

 

 

雖然有時(shí)候會(huì)在模擬電源控制環(huán)路中使用RF和微波檢波器1，但更普遍的是構(gòu)建一個(gè)數(shù)字電源控制環(huán)路，如圖4所示。在這些應(yīng)用中，功率檢波器的輸出采用模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行數(shù)字化處理。在數(shù)字域中，使用來自ADC的碼來計(jì)算功率電平。一旦獲得了功率電平，系統(tǒng)就會(huì)作出響應(yīng)，按需調(diào)節(jié)傳輸功率。

 

圖4. 典型的數(shù)控RF功率控制環(huán)路

 

雖然此環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間只在較少程度上依賴于檢波器響應(yīng)時(shí)間，但ADC采樣速率和功率控制算法速度的影響會(huì)大得多。

 

環(huán)路測量以及精確設(shè)置RF功率電平的能力受一系列因素影響，包括RF檢波器的傳遞函數(shù)和ADC分辨率。為了更好地理解這一點(diǎn)，讓我們進(jìn)一步看看檢波器的響應(yīng)。圖5將基于二極管的檢波器ADL6010在20 GHz時(shí)的響應(yīng)與微波對數(shù)放大器HMC1094進(jìn)行對比。對數(shù)放大器具有線性dB的傳遞函數(shù)，其輸入功率的1 dB變化始終導(dǎo)致輸出端具有相同的電壓變化(大約–50 dBm至0 dBm的線性輸入范圍)。相比之下，在橫軸采用dB刻度以及線性縱軸用于輸出電壓的情況下，諸如ADL6010等基于二極管的檢波器具有指數(shù)形式的傳遞函數(shù)。

 

圖5. 線性dB對比

 

由于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)單位為位/電壓，這意味著以dB/位表示的系統(tǒng)分辨率會(huì)隨著輸入功率的下降而不斷下降。圖5中的曲線還顯示了位/dB分辨率，可由ADL6010以5 V滿量程電壓驅(qū)動(dòng)一個(gè)12位ADC實(shí)現(xiàn)(為了方便查看，該曲線以對數(shù)副軸標(biāo)記刻度)。在器件功率范圍的低端約–25 dBm處，遞增斜率約為每dB2位，從而使分辨率約為0.5 dB/位。這表示一個(gè)12位ADC足以在滿量程范圍內(nèi)精確解析ADL6010輸出。

 

隨著RF輸入功率的增加，以位/dB為單位的遞增斜率將在15 dBm的最大輸入功率下穩(wěn)步上升至大約300位/dB的最大值。這對于RF功率控制應(yīng)用而言是有價(jià)值的；當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到最大功率時(shí)，這類應(yīng)用的精度性能至關(guān)重要。RF檢波器用來測量和控制高功率放大器(HPA)是一個(gè)非常典型的應(yīng)用場景。在那些經(jīng)常需要控制功率以防HPA過熱的應(yīng)用中，以最大功率進(jìn)行高分辨率功率測量具有極大的價(jià)值。

 

相比之下，圖5中的HMC1094對數(shù)放大器傳遞函數(shù)還顯示出它在線性工作范圍內(nèi)的斜率不變。這意味著若要實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)低于1 dB的分辨率，則使用較低分辨率的ADC (10位甚至8位)就足夠了。

 

在圖6顯示的應(yīng)用電路中，ADL6010與AD7091對接，后者是一個(gè)12位精密ADC，采樣速率最高為1 MSPS。該ADC內(nèi)置2.5 V基準(zhǔn)電壓源，可設(shè)置滿量程輸入電壓。由于ADL6010檢波器可達(dá)到的最大電壓約為4.25 V，使用一個(gè)簡單的電阻分壓器便可將該電壓向下調(diào)節(jié)，從而使其永不超過2.5 V。這種調(diào)節(jié)可以在沒有運(yùn)算放大器緩沖器的情況下完成部署。輸入功率范圍下限處可以實(shí)現(xiàn)的dB/位分辨率與上文示例類似(即大約0.5 dB/位)。2

 

圖6. 集成式微波功率檢波器與精密ADC接口

 

 

與分立式部署相比，集成式RF和微波檢波器具有眾多優(yōu)勢。集成式溫度補(bǔ)償電路提供即用型輸出電壓，其在寬溫度范圍內(nèi)可以穩(wěn)定在±0.5 dB左右。使用內(nèi)部平方根函數(shù)可以有效消除低輸入功率電平時(shí)的平方律特性。這樣便可具有單個(gè)線性傳遞函數(shù)，使器件校準(zhǔn)更為方便。集成式檢波器的緩沖輸出可以直接驅(qū)動(dòng)ADC，不必?fù)?dān)心負(fù)載會(huì)影響計(jì)算精度。選擇和設(shè)計(jì)ADC時(shí)必須仔細(xì)，以便在低輸入功率下具有足夠的位/dB。