在過去30年中，超聲前端電子設(shè)備已從分立電路升級為集成電路芯片。各類超聲波前端解決方案大大簡化系統(tǒng)設(shè)計(jì)并降低成本。 

 

考慮到超聲前端電子設(shè)備的極端要求，例如>100dB動(dòng)態(tài)范圍和20Hz~>GHz工作頻率，每個(gè)小的改進(jìn)都需要在晶體管級、芯片級、電路板級和系統(tǒng)級上進(jìn)行大量的研發(fā)工作。與大多數(shù)混合信號系統(tǒng)類似，良好的模擬輸出始終是后續(xù)信號處理和圖像質(zhì)量改進(jìn)的基礎(chǔ)。低功耗、低噪聲和緊湊的尺寸是超聲前端電子設(shè)計(jì)的首要考慮事項(xiàng)。 

 

波束合成器

 

波束合成器包括發(fā)射和接收波束合成器來實(shí)現(xiàn)電子聚焦和控制多陣元換能器的聲束。，如下圖所示從一個(gè)換能器陣元到目標(biāo)的距離與從另一個(gè)陣元到目標(biāo)的距離不同；因此在發(fā)送相，針對每個(gè)陣元適當(dāng)?shù)匮舆t發(fā)送的信號，以使得發(fā)射器信號同時(shí)到達(dá)目標(biāo)并在目標(biāo)處產(chǎn)生最高聲強(qiáng)，也就是獲取最強(qiáng)回波。在接收階段，通過對接收到的回波應(yīng)用適當(dāng)?shù)难舆t，以實(shí)現(xiàn)線性疊加來自多個(gè)換能器陣元的回波，以實(shí)現(xiàn)最高靈敏度。 

 

圖10.用于在（a）發(fā)射相和（b）接收相中聚焦聲束的換能器波束合成器

 

由于發(fā)射電路主要是數(shù)字型，因此發(fā)射延遲實(shí)現(xiàn)是通過現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）或數(shù)字信號處理器（DSP）等高速計(jì)數(shù)器完成的。由于接收信號的復(fù)雜性，接收波束合成器顯然需要更多的算法優(yōu)化得以實(shí)現(xiàn)。早期基于分立晶體管電子電路信號處理能力有限。因此，接收器波束合成波束合成器以基于電感電容組合的模擬延遲線來實(shí)現(xiàn)。在20世紀(jì)80年代，接收器波束合成器開始使用多通道模數(shù)轉(zhuǎn)化芯片和數(shù)字波束合成技術(shù)。 

 

圖11.數(shù)字波束合成器圖解

 

在目前的主流超聲系統(tǒng)中，接收波束合成器一般都是數(shù)字型的。數(shù)字波束合成器通常在具有極高的計(jì)算能力的FPGA、DSP、PC或GPU（圖形處理單元）中實(shí)現(xiàn)。如前所述，較大的換能器孔徑可實(shí)現(xiàn)更佳的分辨率。因此，在高端超聲系統(tǒng)中，256個(gè)換能器元件形成一個(gè)聚焦光束，以獲得精細(xì)分辨率圖像。因此高端波束合成器所需的計(jì)算能力相當(dāng)復(fù)雜。

 

生物組織在形狀、密度、聲速等方面存在異質(zhì)性。實(shí)時(shí)延遲計(jì)算和校準(zhǔn)會基于所涉組織的聲學(xué)特性和形狀。由于波束合成器設(shè)計(jì)的重要性和復(fù)雜性，大多數(shù)超聲波公司都有自己的IP。在不影響波束形成性能的情況下，簡化波束形成器設(shè)計(jì)仍然是一個(gè)熱門話題。相信正在研發(fā)新的波束合成器架構(gòu)將廣泛用于未來的超聲系統(tǒng)。 

 

數(shù)字信號處理

 

超聲信號需要大量的信號處理，以便從原始超聲數(shù)據(jù)中提取各成像模式所需的信息。主要處理模塊包括B模式圖像重建、基于快速傅里葉變換的多普勒頻譜信息提取、基于自相關(guān)和互相關(guān)的彩色多普勒計(jì)算、超聲圖像掃描坐標(biāo)轉(zhuǎn)換（2D超聲坐標(biāo)到笛卡爾坐標(biāo)）、圖像增強(qiáng)等。目前，商用處理器，如現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA），數(shù)字信號處理器（DSP），被廣泛使用，。FPGA使系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員能夠?qū)?nèi)部邏輯門進(jìn)行硬連線，并優(yōu)化其算法的效率。另一方面，DSP為系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員提供預(yù)定義的標(biāo)準(zhǔn)計(jì)算模塊，可實(shí)時(shí)更改和優(yōu)化他們的算法。換言之，F(xiàn)PGA以硬件效率取勝，而DSP以軟件靈活性得寵。新的信號處理器，如PC和GPU；它們的計(jì)算能力高于FPGA和DSP，而軟件開發(fā)成本則大大低于FPGA和DSP然而，由于PC和GPU的高功耗，它們并不一定適合低功耗便攜式系統(tǒng)。 

 

6. 模擬前端芯片設(shè)計(jì)中的工藝選擇

 

在任何AFE設(shè)計(jì)之前，半導(dǎo)體工藝選擇始終是基于設(shè)計(jì)目標(biāo)的首要關(guān)鍵考慮注意事項(xiàng)。CMOS和BiCMOS工藝是超聲模擬前端設(shè)計(jì)中最常用的工藝。它們中的每一個(gè)都有其自身優(yōu)點(diǎn)，且適用于相應(yīng)的電路塊。

 

BiCMOS（雙極CMOS）工藝目前比純雙極工藝更受歡迎，因?yàn)樗糜谀M設(shè)計(jì)的高性能雙極晶體管和用于數(shù)字設(shè)計(jì)的CMOS元件。雙極晶體管適用于低噪聲放大器設(shè)計(jì)，具有超低1/f噪聲、寬帶寬和良好的功耗/噪聲效率。雙極性工藝還降低了電路電容，以獲得良好的總諧波失真。因此，基于雙極或BiCMOS工藝的放大器可在比基于CMOS工藝的放大器小得多的區(qū)域和更低的功耗下實(shí)現(xiàn)相同的性能。

 

德州儀器的0.35um BiCMOS工藝用于研究雙極和CMOS器件之間放大器設(shè)計(jì)的性能影響。下圖（a）表明，基于雙極晶體管的放大器在相同的偏置電流下可實(shí)現(xiàn)更低的噪聲；它還說明雙極晶體管具有超低1/f噪聲特性，這對于具有調(diào)制和解調(diào)電路的多普勒應(yīng)用至關(guān)重要；（b）與類似的CMOS設(shè)計(jì)相比，雙極設(shè)計(jì)顯著減小了面積。當(dāng)然，由于半導(dǎo)體工藝的特征尺寸減小，在0.35um BiCMOS工藝和<0.35um CMOS工藝之間的面積差異變小。然而，一般來講，由于上述優(yōu)點(diǎn)，0.35um BiCMOS工藝仍然極其適于放大器設(shè)計(jì)。 

 

圖12.基于CMOS與BiCMOS工藝設(shè)計(jì)的比較

 

當(dāng)電路具有更多數(shù)字內(nèi)容和開關(guān)元件（如中速ADC）時(shí)，CMOS工藝更適合。醫(yī)學(xué)超聲信號頻率處在1~20MHz范圍內(nèi)，其ADC采樣率通常低于100MSPS，目前大多數(shù)CMOS工藝都可輕松處理。采用0.18um~65nm CMOS工藝，ADC設(shè)計(jì)可實(shí)現(xiàn)更佳的集成和功耗降低。此外，與可比較的BiCMOS工藝相比，CMOS工藝通常成本更低，且實(shí)現(xiàn)更短的制造周期。所有這些都表明CMOS工藝適用于超聲AFE中的ADC設(shè)計(jì)。 

 

總之，當(dāng)降低噪聲/功耗是主要目標(biāo)時(shí)，BiCMOS工藝適于超聲AFE中的TGC放大器設(shè)計(jì)，即壓控放大器（VCA）設(shè)計(jì)。另一方面，CMOS工藝是在ADC設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)低功耗和高集成度的良好選擇。特別是在0.18um至65nm的節(jié)點(diǎn)，與0.35um BiCMOS工藝相比，具有完整低壓數(shù)字庫的CMOS工藝可以具有競爭力的成本獲得更高的集成度。 

 

很明顯，BiCMOS VCA和CMOS ADC的組合可達(dá)到一個(gè)噪聲<0.8nV/rtHz，功耗<150mW/CH的出色模擬前端解決方案。這種組合不僅需要專用半導(dǎo)體工藝，還需要先進(jìn)的封裝技術(shù)。下圖所示為一個(gè)模擬前端解決方案，在同一封裝中具有兩個(gè)芯片。實(shí)際上，還可以集成兩個(gè)以上的芯片和多個(gè)無源元件。此外，多芯片模塊（MCM）可為系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供更大的靈活性。例如，若有更新的ADC或VCA解決方案，它可取代舊的AFE解決方案中的一個(gè)解決方案，且仍然保持管腳到管腳的兼容性，以獲得更佳性能。 

 

圖13.多芯片模塊封裝

 

在過去十年中，超聲波AFE的工藝技術(shù)從0.5um移至90nm，從CMOS僅移至BiCMOS和CMOS，從單芯片移至封裝中具有無源元件的多個(gè)芯片。如圖所示所有這些技術(shù)大大降低了功耗，提升了性能并縮小了芯片尺寸 

 

圖14.AFE集成度的發(fā)展

 

7. 超聲模擬電路的主要參數(shù) 

 

超聲信號有其自身的特點(diǎn)。正如我們在前面部分所討論的那樣，系統(tǒng)中經(jīng)常會觀察到超過100dB的動(dòng)態(tài)范圍。低頻音頻電路、高頻數(shù)字電路、低噪聲放大器、低噪聲時(shí)鐘電路存在于同一系統(tǒng)、同一電路板或甚至同一芯片上。AFE設(shè)計(jì)和系統(tǒng)設(shè)計(jì)必須解決這些挑戰(zhàn)。

 

過載恢復(fù)

 

過載信號通常是指高壓發(fā)射脈沖通過高壓收發(fā)開關(guān)（T/R switch）的泄漏大信號或者是強(qiáng)回波信號。若AFE設(shè)計(jì)中未考慮過載恢復(fù)，它們會降低LNA、PGA、ADC和CW電路的瞬態(tài)響應(yīng)性能。模擬設(shè)計(jì)人員面臨著在有限功耗預(yù)算條件下，在大動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)恢復(fù)響應(yīng)且響應(yīng)性能一致的挑戰(zhàn)。作為一種較為常見的設(shè)計(jì)方案，應(yīng)首先在高壓收發(fā)開關(guān)設(shè)計(jì)中應(yīng)用足夠的限流限壓技術(shù)，這可消除對模擬前端的第一級即低噪聲放大器的過載影響。在LNA設(shè)計(jì)中，鉗位二極管通?？煞乐筁NA進(jìn)一步飽和。  

 

分析兩種常見的過載情況。第一種是由于高壓收發(fā)開關(guān)導(dǎo)通，考慮到超聲成像的死區(qū)時(shí)間通常在3到5us左右，因此超聲模擬前端的過載恢復(fù)時(shí)間必須達(dá)到微秒量級，。目前由基MOSFET的高壓收發(fā)開關(guān)處理，僅允許<< 1Vpp發(fā)射泄漏直通；而基于二極管橋構(gòu)成的高壓收發(fā)開關(guān)，其泄漏電壓可達(dá)2Vpp。因此大多數(shù)AFE設(shè)計(jì)為可處理~2Vpp過載信號，以滿足各種收發(fā)開關(guān)的性能。另一種過載情況是由于來自血管壁的大反射信號，超聲模擬前端必須立即恢復(fù)，以檢測血液中的小回波。第二種情況在多普勒應(yīng)用中極其常見，其性能決定了血流檢測靈敏度和準(zhǔn)確度。下圖所示為模擬血管壁強(qiáng)回波，然后是來自血液的小信號的反應(yīng)。下述信號具有60dB的動(dòng)態(tài)范圍，即5周期250mVpp信號和5MHz時(shí)的5周期250uVpp信號；小信號配置為具有0°或180°相移。下圖所示為超聲模擬前端的響應(yīng)以及0°和180°響應(yīng)之間的差異，即類似于多普勒應(yīng)用中的相位檢測相似。小信號和相位差的提取保證了多普勒應(yīng)用中的良好性能。

 

圖15.過載恢復(fù)（a）輸入信號；（b）輸出信號  

 

除快速過載響應(yīng)和精確的相位檢測之外，多次過載恢復(fù)響應(yīng)的一致性對于頻譜多普勒和彩色多普勒應(yīng)用也是至關(guān)重要的。一致的過載恢復(fù)可減少系統(tǒng)中的頻譜噪聲或彩色噪聲。大家可通過比較來自多個(gè)信號的過載響應(yīng)差異來評估一致性。

 

此外，諧波成像是大多數(shù)系統(tǒng)中的標(biāo)準(zhǔn)配置。脈沖反轉(zhuǎn)成像被廣泛使用。因此系統(tǒng)AFE保證對正脈沖和負(fù)脈沖有對稱的過載響應(yīng)。最后，在超聲系統(tǒng)中經(jīng)常疊加多個(gè)不同類型的圖像便于診斷，如雙工模式、即B模式轉(zhuǎn)換到多普勒模式，甚至三共模式。以。各個(gè)工作模式使用到不同的發(fā)射電壓和占空比的發(fā)射波形。因此，AFE需要快速響應(yīng)兩個(gè)或多個(gè)圖像線內(nèi)的不同過載信號。當(dāng)快速切換圖像模式時(shí)，不同的過載信號不應(yīng)影響AFE過載性能的一致性。   

 

多普勒應(yīng)用中的信號和噪聲調(diào)制

 

超聲系統(tǒng)是復(fù)雜的混合信號系統(tǒng)，具有各類數(shù)字和模擬電路。數(shù)字信號和時(shí)鐘信號會干擾系統(tǒng)級或芯片級的模擬信號。另外諸如晶體管和二極管之類的非線性元件可調(diào)制噪聲，也會干擾RF信號。 

 

在超聲多普勒應(yīng)用中，系統(tǒng)中的調(diào)制效應(yīng)會影響圖像質(zhì)量和靈敏度。多普勒信號頻率范圍從20Hz到>50Khz不等。同時(shí)，多個(gè)系統(tǒng)的時(shí)序信號也在此范圍內(nèi)，如幀時(shí)鐘、成像線時(shí)鐘等。這些噪聲信號可通過接地、電源和控制管腳進(jìn)入芯片。研究芯片級的調(diào)制效應(yīng)，如：（PSMR）電源調(diào)制比就很重要。具有一定頻率和幅度的噪聲信號可施加在電源管腳上。若存在調(diào)制效應(yīng)，則可找到邊帶信號。PSMR表示為載波和邊帶信號之間的幅度比，如下所示：  

 

圖16.PSMR（a）和IMD3（b）描述

 

除PSMR外，三階交調(diào)干擾（IMD3）是衡量混合信號IC性能的關(guān)鍵參數(shù)。同時(shí)，在超聲應(yīng)用中，用于IMD3測量的輸入信號具有不同的幅度，其分別代表來自靜態(tài)組織大回波和來自流動(dòng)血液的多普勒小信號，其幅度差可達(dá)20到30dB左右。系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員可使用IMD3來估計(jì)由多普勒鏡像頻率信號所產(chǎn)生的偽像。多普勒頻譜顯示中常用40到50dB的動(dòng)態(tài)范圍。因此，優(yōu)于50dBc的IMD3不應(yīng)影響系統(tǒng)性能。   

 

連續(xù)波（CW）多普勒參數(shù) 

 

作為中高端系統(tǒng)的關(guān)鍵功能，連續(xù)波多普勒已開始成為便攜式系統(tǒng)的標(biāo)配。與TGC路徑相比，連續(xù)波多普勒路徑具有處理更大動(dòng)態(tài)范圍和更低相位噪聲的優(yōu)點(diǎn)。此外，由于具備這些特點(diǎn)，連續(xù)波多普勒波束合成通常在模擬域中實(shí)現(xiàn)。多種波束合成方法都在超聲系統(tǒng)中應(yīng)用，包括無源延遲線、有源混頻器和無源混頻器。在過去幾年中，基于混頻器的連續(xù)波多普勒結(jié)構(gòu)憑借體積小、易于實(shí)現(xiàn)且支持多個(gè)CW頻率的良好靈活性而逐漸占據(jù)主導(dǎo)地位。此外，連續(xù)波多普勒波束合成器已集成在與TGC路徑相同的芯片上。此外無源混頻器不僅降低了功耗和噪聲，也滿足了連續(xù)波多普勒的處理要求，如寬動(dòng)態(tài)范圍、低相位噪聲、精確I/Q通道增益和相位匹配等。 

 

簡化的連續(xù)波多普勒路徑框圖如下所示。整個(gè)CW路徑包括LNA、電壓電流轉(zhuǎn)換器、基于開關(guān)電路的無源混頻器、帶低通濾波器的加法器和時(shí)鐘電路。大多數(shù)模塊包括性能嚴(yán)格對稱的同相和正交通道，以實(shí)現(xiàn)良好的鏡像頻率抑制和波束合成精度。 

 

圖17.CW的簡化框圖

 

下述圖解和方程式描述了混頻器操作的原理。 

 

圖18.混頻器操作的框圖

 

方程式中，Vi(t)、Vo(t) 和LO(t)分別是混頻器的輸入、輸出和本地振蕩器信號。Vi(t)包括高次諧波；LO(t)代表方波，其包含奇數(shù)諧波分量，如下式所示：

 

 

根據(jù)方程式，來自LO(t) 的3階和5階諧波可與Vi(t)中這些頻帶中的3階和5階諧波或?qū)掝l噪聲相調(diào)制。因此，混頻器的噪聲性能會降低。為了避免這種不良影響，在LNA輸出或混頻器時(shí)鐘輸入上都需要諧波抑制電路，以實(shí)現(xiàn)更佳的噪聲系數(shù)。根據(jù)以上方程式，混頻器的轉(zhuǎn)換損耗約為20log2/π 也就是-4dB左右。 

 

優(yōu)于-46dBc鏡像頻率抑制是CW成像中的期望參數(shù)。CW I/Q通道匹配也可有助于鏡像頻率分量。文獻(xiàn)表明，0.25°的I/Q相位誤差可得到-53dBc抑制；且0.05dB的I/Q增益誤差可得出-50dBc抑制。它們是CW路徑的設(shè)計(jì)目標(biāo)。因此，CW I/Q路徑需要嚴(yán)格的增益和相位匹配。低容差電阻（0.1%）通常用于基于運(yùn)算放大器的有源濾波器。  

 

典型的CW多普勒移頻處在100Hz到20KHz之間。由于混頻特性，CW信號路徑的相位噪聲主導(dǎo)低血流速度。因此，大多數(shù)AFE以載波頻偏為1KHz時(shí)的CW相位噪聲作為主要性能指標(biāo)。 

 

最后，CW路徑的動(dòng)態(tài)范圍基于輸入?yún)⒖荚肼暫妥畲筝斎胄盘枺?/div>